›
›

Bài giảng Kỹ thuật siêu cao tần

pdf 58 trang vanle 2690
Download
Bạn đang xem 20 trang mẫu của tài liệu "Bài giảng Kỹ thuật siêu cao tần", để tải tài liệu gốc về máy bạn click vào nút DOWNLOAD ở trên

Tài liệu đính kèm:

  • pdfbai_giang_ky_thuat_sieu_cao_tan.pdf

Nội dung text: Bài giảng Kỹ thuật siêu cao tần

  1. Bài giảng :Kỹ thuật siêu cao tần
  2. BÀI GIẢNG MƠN HỌC KỸ THUẬT SIÊU CAO TẦN Chương 1: GIỚI THIỆU 1. Khái niệm, quy ước các dải tần số sĩng điện từ 2. Mơ hình thơng số tập trung và thơng số phân bố. 3. Lịch sử và ứng dụng Chương 2: LÝ THUYẾT ĐƯỜNG DÂY TRUYỀN SĨNG. 2.1 Mơ hình mạch các phần tử tập trung cho đường dây truyền sĩng 2.2 Phân tích trường trên đường dây 2.3 Đường truyền khơng tổn hao cĩ tải kết cuối 2.4 Giản đồ Smith 2.5 Bộ biến đổi ¼ bước sĩng 2.6 Nguồn và tải khơng phối hợp trở kháng 2.7 Đường truyền tổn hao Bài tập chương Chương 3: MẠNG SIÊU CAO TẦN 3.1 Trở kháng, điện áp và dịng tương đương 3.2 Ma trận trở kháng và ma trận dẫn nạp 3.3 Ma trận tán xạ 3.4 Ma trận truyền (ABCD) 3.5 Đồ thị dịng tín hiệu Bài tập chương Chương 4: PHỐI HỢP TRỞ KHÁNG VÀ ĐIỀU CHỈNH 4.1 Giới thiệu 4.2 Phối hợp trở kháng dùng các phần tử tập trung (mạng L) 4.3 Phối hợp trở kháng dùng dây chêm 4.4 Bộ ghép ¼ bước sĩng 4.5 Lý thuyết phản xạ nhỏ 4.6 Bộ phối hợp trở kháng đa đoạn dạng nhị thức 4.7 Bộ ghép dải rộng và tiêu chuẩn Bode – Fano Bài tập chương Chương 5: CHIA CƠNG SUẤT VÀ GHÉP ĐỊNH HƯỚNG 5.1 Giới thiệu 5.2 Các đặc trưng cơ bản 5.3 Bộ chia cơng suất hình T 5.4 Bộ chia cơng suất Wilkinson 5.5 Ghép định hướng ống dẫn sĩng 5.6 Các bộ lai (ghép hỗn tạp) Bài tập chương Chương 6: CÁC BỘ LỌC SIÊU CAO TẦN 6.1 Giới thiệu 6.2 Các cấu trúc tuần hồn 6.3 Thiết kế bộ lọc dùng phương pháp thơng số ảnh 1
  3. 6.4 Thiết kế bộ lọc dùng phương pháp tổn hao chèn 6.5 Thiết kế bộ lọc SCT 6.6 Một số loại bộ lọc thường gặp Bài tập chương Chương 1: GIỚI THIỆU 1. Khái niệm: Khái niệm siêu cao tần được hiểu tùy theo trường phái hoặc quốc gia, cĩ thể từ 30 MHz – 300 GHz (1) hoặc 300MHz – 300 GHz (2),, hoặc 1 GHz – 300 GHz (3) Các dải tần số AM phát thanh 535 – 1605 kHz L – band 1 – 2 GHz Vơ tuyến sĩng ngắn 3 – 30 MHz S – band 2 – 4 GHz Phát thanh FM 88 – 108 MHz C - band 4 – 8 GHz VHF – TV (2 – 4) 54 – 72 MHz X – band 8 – 12 GHz VHF – TV (5– 6) 76 – 88 MHz Ku – band 12 – 18 GHz UHF – TV (7 - 13) 174 - 216 MHz K – band 18 - 26 GHz UHF – TV (14 - 83) 470 - 894 MHz Ka – band 26 - 40 GHz Lị vi ba 2.45 GHz U – band 40 – 60 GHz * Vì tần số cao ở dải microwaves nên lý thuyết mạch cơ sở khơng cịn hiệu lực, do pha của áp dịng thay đổi đáng kể trong các phần tử (các phần tử phân bố). * Thơng số tập trung: là các đại lượng đặc tính điện xuất hiện hoặc tồn tại ở một vị trí xác định nào đĩ của mạch điện. Thơng số tập trung được biểu diễn bởi một phần tử điện tương ứng (phần tử tập trung – Lumped circuit element), cĩ thể xác định hoặc đo đạc trực tiếp (chẳng hạn R, C, L, nguồn áp, nguồn dịng). * Thơng số phân bố: (distributed element) của mạch điện là các đại lượng đặc tính điện khơng tồn tại ở duy nhất một vị trí cố định trong mạch điện mà được rải đều trên chiều dài của mạch. Thơng số phân bố thường được dùng trong lĩnh vực SCT, trong các hệ thống truyền sĩng (đường dây truyền sĩng, ống dẫn sĩng, khơng gian tự do ) Thơng số phân bố khơng xác định bằng cách đo đạc trực tiếp. * Trong lĩnh vực SCT, khi λ so sánh được với kích thước của mạch thì phải xét cấu trúc của mạch như một hệ phân bố. Đồng thời khi xét hệ phân bố, nếu chỉ xét một phần mạch điện cĩ kích thước << λ thì cĩ thể thay tương đương phần mạch điện này bằng một mạch điện cĩ thơng số tập trung để đơn giản hĩa bài tốn. 2. Lịch sử và ứng dụng: - Lĩnh vực SCT được coi như một chuyên ngành cơ sở, cĩ nền mĩng được phát triển trên 100 năm và đặc biệt phát triển mạnh do các ứng dụng trong radar. - Sự phát triển của kỹ thuật SCT gắn liền với những thành tựu trong lĩnh vực các linh kiện high – frequency – solid – state devices, các mạch tích hợp SCT và các vi hệ hiện đại. - Maxwell (1873) trường điện từ → Heaviside (1885 – 1887) lý thuyết ống dẫn sĩng → Heinrich Hertz (1887 – 1891) thí nghiệm ống dẫn sĩng → Radiation Laboratory ở Massachusetts Intitute of Tech. (MIT) 2
  4. * Ứng dụng: - Anten cĩ độ lợi cao - Thơng tin băng rộng (dung lượng lớn), chẳng hạn độ rộng băng 1% của tần số 600 MHz là 6 MHz ( là độ rộng của một kênh TV đơn lẻ), 1% ở 60 GHz là 600 MHz (chứa được 100 kênh TV). Đây là tiêu chuẩn quan trọng vì các dải tần cĩ thể sử dụng ngày càng ít đi. - Thơng tin vệ tinh với dung lượng lớn do sĩng SCT khơng bị bẻ cong bởi tầng ion - Lĩnh vực radar vì diện tích phản xạ hiệu dụng của mục tiêu tỷ lệ với kích thước điện của mục tiêu và kết hợp với cao độ lợi của angten trong dải SCT. - Các cộng hưởng phân tử, nguyên tử, hạt nhân xảy ra ở vùng tần số SCT do đĩ kỹ thuật SCT được sử dụng trong các lĩnh vực khoa học cơ bản, cảm biến từ xa, chẩn trị y học và nhiệt học. * Các lĩnh vực ứng dụng chính hiện nay là rađar và các hệ thống thơng tin: - Tìm kiếm, định vị mục tiêu cho các hệ thống điều khiển giao thơng, dị tìm hỏa tiển, các hệ thống tránh va chmj, dự báo thời tiết - Các hệ thống thơng tin: Long – haul telephone, data and TV transmissions; wireless telecom. Như DBS: Direct Broadcast Satellite television; PCSs: Personal communications systems; WLANS: wireless local area computer networks; CV: cellular video systems; GPS: Global positioning satellite systems, hoạt động trong dải tần từ 1.5 đến 94 GHz. 3
  5. Chương 2: LÝ THUYẾT ĐƯỜNG DÂY TRUYỀN SĨNG §2.1 Mơ hình mạch các phần tử tập trung cho một đường dây truyền sĩng 1) Mơ hình: - Khác biệt mấu chốt giữa lý thuyết mạch và lý thuyết đường dây là ở chỗ kích thước điện. LTM giả thiết kích thước của mạch nhỏ hơn rất nhiều so với bước sĩng, trong khi lý thuyết đường dây khảo sát các mạch cĩ kích thước so sánh được với bước sĩng, tức là coi đường dây như là một mạch cĩ thơng số phân bố, trong đĩ áp và dịng cĩ thể cĩ biên độ và pha thay đổi theo chiều dài của dây. - Vì các đường truyền cho sĩng TEM luơn cĩ ít nhất hai vật dẫn nên thơng thường chúng được mơ tả bởi hai dây song hành, trên đĩ mỗi đoạn cĩ chiều dài ∆ z cĩ thể được coi như là một mạch cĩ phần tử tập trung với R, L, G, C là các đại lượng tính trên một đơn vị chiều dài. Hình (2.1) R: Điện trở nối tiếp trên một đơn vị chiều dài cho cả hai vật dẫn, Ω/m L: Điện cảm nối tiếp trên một đơn vị đo chiều dài cho cả hai vật dẫn, H/m G: Dẫn nạp shunt trên đơn vị chiều dài, S/m. C: Điện dung shunt trên đơn vị chiều dài, F/m * L biểu thị độ tự cảm tổng của hai vật dẫn và C là điện dung do vị trí tương đối gần nhau của hai vật dẫn. R xuất hiện do độ dẫn điện hữu hạn của các vật dẫn và G mơ tả tổn hao điện mơi trong vật liệu phân cách các vật dẫn. Một đoạn dây hữu hạn cĩ thể coi như một chuỗi các khâu như (hình 2.1) - Áp dụng định luật Kirchhoff cho hình 2.1 => ∂i(z,t) υ (z,t) − R∆zi(z,t) − L∆z − υ (z + ∆z,t) = 0 (2.1a) ∂t ∂υ (z + ∆z,t) i(z,t) − G∆zυ (z + ∆z,t) − C∆z − i(z + ∆z,t) = 0 (2.1b) ∂t Lấy giới hạn (2.1a) và (2.1b) khi ∆z 0 => ∂υ ( z, t) ∂i( z, t) = − Ri ( z, t) − L (2.2a) ∂z ∂t ∂i(z,t) ∂υ (z,t) = −Gυ (z,t) − C (2.2b) ∂z ∂t Đây là các phương trình dạng time – domain của đường dây (trong miền thời gian), cịn cĩ tên là các phương trình telegraph. 4
  6. Nếu v (z, t) và i (z, t) là các dao động điều hịa ở dạng phức thì (1.2) → ∂V ( Z ) = −(R + jωL)I (2.3a) ∂z ( Z ) ∂I ( Z ) = −(G + jωC )V (2.3b) ∂z ( Z ) Chú ý: (2.3) Cĩ dạng tương tự hai phương trình đầu của hệ phương trình Maxwell → → ∇ × E = − jωµ H → → ∇ × H = jωε E 2) Sự truyền sĩng trên đường dây Dễ thấy cĩ thể đưa (2.3 a,b) về dạng 2 d V( Z ) 2 − γ V( Z ) = 0 (2.4a) ∂z d 2 I ( Z ) − γ 2 I = 0 (2.4b) ∂z ( Z ) Trong đĩ γ là hằng số truyền sĩng phức, là một hàm của tần số. Lời giải dạng sĩng chạy của (2.4) cĩ thể tìm dưới dạng : + − γZ − γZ V ( Z ) = V o e + V o e (2.5a) + − γZ − γZ I ( Z ) = I o e + I o e (2.5b) Từ 2.5b cĩ thể viết dưới dạng : + − Vo −γZ Vo γZ I (Z ) = e − e (2.6) Z o Z o Chuyển về miền thời gian thì sĩng điện áp cĩ thể được biểu diễn bởi : + + −αz − − αz υ( z,t ) = Vo cos(ωt − βz + φ )e + Vo cos(ωt + βz + φ )e (2.7) ± ± Trong đĩ: φ là gĩc pha của điện áp phức Vo , 2π Khi đĩ bước sĩng được tính bởi : λ = (2.8) β ω Vận tốc pha : υ = = λf (2.9) p β 5
  7. 3) Đường dây khơng tổn hao: (2.7) là nghiệm tổng quát cho đường dây cĩ tổn hao với hằng số truyền và trở kháng đặc trưng cĩ dạng phức. Trong nhiều trường hợp thực tế tổn hao đường dây rất bé, cĩ thể bỏ qua khi đĩ cĩ thể coi R = G = 0 và ta cĩ γ = α + jβ = (R + jωL)(G + jωC) = jω LC (2.10) => α = 0, β = ω LC Ư Trở kháng đặc trưng: L Z0 = là một số thực (2.11) C Khi đĩ: + − jβZ − jβZ V( Z ) = Vo e + Vo e (2.12a) + − jβZ − jβZ I(Z) = Io e + Io e (2.12b) 2π 2π γ = = (2.13) β ω LC ω 1 υ p = = (2.14) β LC §2.2 TRƯỜNG TRÊN ĐƯỜNG DÂY Trong tiết này chúng ta sẽ tìm lại các thơng số R, L, G, C từ các vector trường và áp dụng cho trường hợp cụ thể là đường truyền đồng trục. 1, Các thơng số đường truyền Xét đoạn dây đồng nhất, dài 1m với các vectơ E, vectơ H như hình vẽ - S: Diện tích mặt cắt của dây ± j β z ± j β z - Giả thiết V0e và I0e là áp và dịng giữa các vật dẫn. - Năng lượng từ trường trung bình tích tụ trên 1m dây cĩ dạng µ → µ → W = H .H *ds => L = H .H *ds(H / m) m 4 ∫ 2 ∫ (2.15) s I 0 s - Tương tự điện năng trung bình tích tụ trên đơn vị chiều dài là: E → ε → W = E.E *ds => C = E.E *ds(F / m) l 4 ∫ 2 ∫ (2.16) s V0 s - Cơng suất tổn hao trên một đơn vị chiều dài do độ dẫn điện hữu hạn của vật dẫn kim loại là: 6
  8. R → P = s H.H *dl → c 2 ∫ (Giả thiết H nằm trên S) C1+C2 1 ωµ Với Rs = = là điện trở bề mặt của kim loại σδ S 2σ - Theo Lý thuyết mạch => R → R = s H.H *dl(Ω / m) 2 ∫ (2.17) I0 C1+C2 - Cơng suất tổn hao điện mơi trung bình trên đơn vị chiều dài là : ωε '' → P = E.E *ds d ∫ 2 S ' '' ' Với ε '' là phần ảo của hằng số điện mơi phức ε =ε − jε =ε (1− jtgδ) Theo LTM => Độ lợi G là: ωε '' → G = E.E *ds(S / m) 2 ∫ (2.18) V0 S 2, Ví dụ: Các thơng số đường dây của đường truyền đồng trục trường của sĩng TEM trong đường truyền đồng trục cĩ thể biểu diễn bởi : ∧ ∧ V0 ρ −γz I φ E = e H = 0 e −γz ' '' b , , ε =ε − jε , µ = µ0.µr ρ ln 2πρ a ∧ ∧ (ρ và φ là các vector đơn vị theo phương ρ và φ ) µ 2π b 1 µ b => L = 2 2 ρdρdφ = ln (H /m) ()2π ∫∫0 a ρ 2π a 2πε ' C = (F / m ) b ln a Rs 1 1 R = ( + )(Ω / m) 2π a b 2πωε " G = (S / m) b ln a * Các thơng số đường truyền của một số loại đường dây µ D µd L cosh−1( ) π 2a W ' ε 'W C πε Cosh −1 (D / 2a) d 7
  9. R 2R R s s πa W ' ωε "W G πωε Cosh −1 (D / 2a) d 3, Hằng số truyền sĩng, trở kháng đặc tính và dịng cơng suất - Các phương trình telegraph (2.3 a,b) cĩ thể thu được từ hệ phương trình Maxwell - Xét đường truyền đồng trục trên đĩ cĩ sĩng TEM được đặc trưng bởi: ∂ E = H = 0 và = 0 (do tính đối xứng trục) z z ∂φ Hệ phương trình Maxwell ∇ x E = - j ω µ H (2.19a) ∇ x H = j ω ε E (2.19b) với ε = ε’ – j ε’’ (cĩ tổn hao điện mơi, bỏ qua tổn hao điện dẫn) (2.19) cĩ thể được triển khai thành: ∧ ∂E ∧ ∂E ∧ 1 ∂ ∧ ∧ − ρ φ + φ ρ + z (ρE ) = − jωµ(ρ H + φ H ) (2.20a) ∂z ∂z ρ ∂ρ φ ρ φ ∧ ∂H ∧ ∂H ∧ 1 ∂ ∧ ∧ − ρ φ + φ ρ + z (ρE ) = jωε (ρ E + φ E ) (2.20b) ∂z ∂z ρ ∂ρ φ ρ φ ∧ Vì thành phần z phải triệt tiêu nên : f E = ( z) (2.21a) φ ρ g H = ( z ) (2.21b) φ ρ - Điều kiện biên EQ = 0 tại ρ = a,b => EQ = 0 tại mọi nơi từ (2.20a) => H ρ = 0; khi đĩ cĩ thể viết lại : ∂E ρ = − jωµH (2.22a) ∂z φ ∂H φ = − jωεE (2.22b) ∂z ρ Từ dạng Hφ (2.21b) và (2.22a) => h E = z (2.23) ρ ρ - Sử dụng (2.21b) và (2.23) => ∂h(z) = − jωµg(z) (2.24a) ∂z ∂g(z) = − jωεh(z) (2.24b) ∂z => - Điện áp giữa hai vật dẫn cĩ dạng: b b V(z) = Eρ (ρ, z)dρ = h(z).ln (2.25a) ∫ρ =a a - Dịng điện tồn phần trên vật dẫn trong tại ρ = a cĩ dạng: 8
  10. 2π I(z) = H ρ (a, z)a.dφ = 2π.g(z) (2.25b) ∫φ =0 - Kết hợp giữa (2.24) và (2.25) => ∂V (z) = − jωLI(z) (2.26a) ∂z ∂I(z) = −(G + jωC)V (z) (2.26b) ∂z * Hằng số truyền sĩng : ∂ 2 E ρ + ω 2 µεE = 0 (2.27) ∂Z 2 ρ γ 2 = −ω 2µε => γ = α + jβ Với mơi trường khơng tổn hao => γ = jβ với β = ω µε = ω LC (2.28) * Trở kháng sĩng : Eρ ωµ µ Zω = = = =η (2.29) Hφ β ε Với η là trở kháng nội của mơi trường * Trở kháng đặc tính của đường truyền đồng trục b b b Eρ ln η ln ln V0 a a µ a Z 0 = = = = (2.30) I 0 2πHφ 2π ε 2π * Dịng cơng suất (theo hướng lan truyền Z) cĩ thể dược tính qua vector Poynting: 1 1 2π b V I * 1 P = E × H.dS = 0 0 ρ.dρ.dφ = V I * ∫ ∫∫ 0 0 (2.31) 2 2 2 b 2 S φρ==0 a 2πρ ln a (2.29) trùng với kết quả của lý thuyết mạch. Điều này chứng tỏ cơng suất được truyền đi bởi sự lan truyền của trường điện từ giữa hai vật dẫn. §2.3 ĐƯỜNG TRUYỀN KHƠNG TỔN HAO CĨ TẢI KẾT CUỐI 1, Hệ số phản xạ điện áp: - Xét đường truyền khơng tổn hao cĩ tải đầu cuối với trở kháng ZL. Khi đĩ sẽ xuất hiện sĩng phản xạ trên đường truyền. Đây là đặc trưng cơ sở của các hệ phân bố + – j β z Giả thiết cĩ một sĩng tới cĩ dạng: V0 e được phát bởi một nguồn định xứ ở miền Z<0. Tỷ số của áp trên dịng của sĩng chạy này là Z0. Vì cĩ tải đầu cuối với VL trở kháng ZL nên xuất hiện sĩng phản xạ cĩ biên độ xác định thõa mãn ZL = . Khi IL đĩ: - Điện áp tổng cộng cĩ dạng : + − jβ z − jβ z V ( Z ) = V 0 e + V 0 e (2.32a) 9
  11. - Dịng tổng : + − V 0 − jβ z V 0 jβ z I ( Z ) = e − e (2.32b) Z 0 Z 0 - Tại đầu cuối ta cĩ điều kiện biên (z = 0) + − V0 + V0 − Z L − Z 0 + Z L = + − Z 0 => V0 = V0 V0 − V0 Z L + Z 0 * Định nghĩa hệ số phản xạ biên độ điện áp Г: − V0 Z L − Z 0 Γ = + = (2.33) V0 Z L + Z 0 Khi đĩ => + − jβz jβz V(Z ) =V0 [e + Γe ] (2.34a) + V0 − jβz jβz I(Z) = [e + Γe ] (2.34b) Z0 - Sĩng áp và dịng dạng (2.32) là chồng chất của sĩng tới và sĩng phản xạ, gọi l;à sĩng đứng. Chỉ khi Г = 0 mới khơng cĩ sĩng phản xạ. Để nhận được Г = 0 thì ZL = Z0, khi đĩ ta nĩi tải cân bằng trở kháng (phù hợp trở kháng) với đường dây (hay tải phối hợp) 2, Tỷ số sĩng đứng: (SWR: Standing ware ratio) - Dịng cơng suất trung bình dọc theo đường truyền tại điểm Z: 2 V + 1 * 1 0 * −2 jβz 2 jβz 2 Pav = Re []V(Z ) .I (Z ) = Re {1− Γ e + Γe − Γ } 2 2 Z 0 + 2 1 V0 2 => Pav = (1− Γ ) (2.35) 2 Z 0 - Nhận xét: Dịng cơng suất trung bình bằng const tại mọi điểm trên đường + 2 V0 truyền. Cơng suất tồn phần đặt trên tải Pav bằng cơng suất sĩng đến trừ đi 2Z 0 2 V + Γ 2 cơng suất phản xạ 0 nếu Г = 0 cơng suất tiêu thụ trên tải cực đại (giả thiết máy 2Z 0 phát được phối hợp trở kháng với đường dây sao cho khơng cĩ sĩng phản xạ từ miền Z < 0.) - Khi tải khơng phối hợp với trở kháng (mismatched) sẽ cĩ tổn hao quay ngược (return loss – RL): (dB) (2.36) ׀Г׀ RL = - 20 lg + Nhận xét: o Với tải phối hợp ( Г = 0 ) ⇒ RL = ∞ dB o Với tải phản xạ tồn phần (⎪Γ⏐= 1) → RL = 0 dB + - Khi tải phối hợp (Г = 0) thì biên độ điện áp ⎪V(z)⎮= ⎮V0 ⎮= const, đường dây được gọi là “phẳng” (flat). - Khi tải khơng phối hợp → tồn tại sĩng phĩng xạ → xuất hiện sĩng đứng (biên độ đáp trên đường dây khơng bằng hằng). 10
  12. + j (φ − 2 β l ) Từ (2.34a) → V ( Z ) = V 0 1 + Γ .e (2.37) Trong đĩ: - l : khoảng cách tính từ tải z = 0 - φ : pha của hệ số phản xạ Γ = Γ .e jφ => Nhận xét: + Biên độ điện áp dao động theo tọa độ + V =V j (φ −2β ) = V 1+ Γ + (Z ) max e l =1 0 (2.38) + Nếu ⎮Γ⎮ tăng thì tỷ số Vmax/Vmin tăng theo, do đĩ Vmax/Vmin cĩ thể dùng để đo sự mất phối hợp trở kháng (mismatch) của đường dây, gọi là tỷ số sĩng đứng (Standing ware ratio, SWR): V 1+ Γ SWR = max = (2.39) Vmin 1− Γ hay Voltage_SWR, hay VSWR • Nhận xét: + 1 ≤ SWR ≤ ∞, SWR = 1 ⇔ matched Load + Khoảng cách giữa hai cực đại liên tiếp là: = 2π = λ l 2β 2 + Khoảng cách giữa 2 cực trị liên tiếp là 2π = π = λ với λ:bước sĩng = l 2β 4 β + Định nghĩa (2.31) về Γ cĩ thể tổng quát hĩa cho mọi điểm l trên đường dây như sau: với Ζ = −l Tỷ số thành phần phản xạ trên thành phần tới là: V −e− jβl Γ = 0 = Γ e− jβl (2.40) (l) + jβl (0) V0 e Với Γ(0) là hệ số phản xạ tại Z = 0 cho bởi (2.31) - Vì dịng cơng suất bằng const, mà biên độ điện áp thay đổi theo l → trở kháng vào của đoạn dây l + tải phải thay đổi. => Định nghĩa trở kháng vào của đoạn dây l + tải nhìn theo hướng thuận 11
  13. V 1+ Γe−2 jβl Z = (−l) = Z (2.41) in I 1− Γe−2 jβl 0 (−l) Dùng (2.31) => Z L + jZ 0tgβl Z in = Z 0 (2.42) Z 0L + jZ Ltgβl 3, Các trường hợp đặc biệt: a) Ngắn mạch đầu cuối: ZL = 0 - từ (2.31) => Γ = −1 - từ (2.37) => SWR = ∞ + - từ (2.32) => V(Z ) = −2 jV0 sinβz (2.43a) + 2V0 I(Z ) = cosβz (2.43b) Z0 => V= 0 tại đầu cuối và I = max - từ (2.40) => rở kháng vào của đoạn dây l là: Z in = jZ otgβl (2.43c) => Z thuần phức, Z = 0 khi l = 0, Z = ∞ (hở mạch) khi = λ in in in l 4 λ Zin biến thiên tuần hồn theo l với chu kỳ 2 b) Hở mạch đầu cuối: Z L = ∞ , từ (2.31) => Γ = 1,SWR = ∞ + V(Z ) = 2V0 cosβz (2.44a) + − 2 jV0 I(Z ) = sinβz (2.44b) Z0 Z = − jZ cot gβ => I = 0 tại Z = 0, V = Vmax , in (l ) o l (2.44c) c) Sự thay đổi của Zin(l) Z i n (l = λ /2) = ZL (2.45) (từ 2.40) ⇒ Đoạn dây dài nguyên lần nửa bước sĩng khơng làm thay đổi trở kháng tải bất kể giá trị của trở kháng đặc trưng. 12
  14. 2 Z0 Zi n (l = λ /4) = (2.46) ZL → “Đoạn biến đổi một phần tư bước sĩng” vì nĩ biến đổi nghịch đảo ZL d) Ghép hai đường dây : Dùng đường dây cĩ trở kháng đặc trưng Z0 nuơi đường dây cĩ trở kháng đặc trưng khác Z1 Giả thiết bỏ qua sĩng phản xạ từ đường dây Z1 ( tức nĩ dài ∞ hoặc được kết cuối bởi tải cĩ trở kháng bằng Z1) Z - Z Khi đĩ: Γ = 1 0 (2.47) Z1 + Z0 Nhận xét: - Khơng phải tất cả các sĩng tới đều bị phản xạ, một số sẽ truyền tiếp lên đường dây thứ hai với biên độ xác định bởi hệ số truyền T - Từ (1.32a) ⇒ với z 0 + − jβz V(Z ) Z>0 =V0 Γe (2.48b) (Bỏ qua sĩng phản xạ trên đường dây 2) - Cân bằng (2.46 a) và (2.46b) tại z = 0 ⇒ Z - Z 2Z T = 1 + Γ = 1 + 1 0 = 1 (2.49) Z1 + Z0 Z1 + Z0 - Hệ số truyền giữa hai điểm của một mạch thường được biểu diễn theo dB, gọi là tổn hao chèn (IL: Insertion loss) IL = - 20 lg ⎮T⎮ (dB) (2.50) Phụ chú: - Tỷ số biên độ theo đơn vị Nepers (Np) V ln1 (Np) V2 - Tỷ số cơng suất theo Np: P ½ ln 1 (Np) P2 1Np tương đương với tỉ số cơng suất = e2 ⇒ 1Np = 10 lg e2 = 8,686 dB 13
  15. §2.4 GIẢN ĐỒ SMITH - Giản đồ Smith, do P. Smith đưa ra năm 1939 tại Bell Telephone Laboratories, là phương pháp đồ thị được dùng rộng rãi nhất cho các bài tốn về trở kháng và các hiện tượng trên đường dây truyền sĩng. 1. Đồ thị Smith: Thực chất là đồ thị cực của hệ số phản xạ điện áp Γ. - Giả sử Γ cĩ thể được biểu diễn dưới dạng cực (theo biên độ và pha) Γ = Γ e jφ . Khi đĩ mỗi giá trị Γ được biểu diễn bởi 1 điểm trong hệ tọa độ cực. Z - Trong tọa độ Smith người ta dùng trở kháng chuẩn hĩa Z = thay Z. Z0 - Với đường dây khơng tổn hao được kết nối với tải ZL thì hệ số phản xạ cĩ thể được viết qua trở kháng chuẩn hĩa như sau: Z −1 Γ = L = Γ e jφ (2.51) Z L +1 ZL Với ZL = là trở kháng tải chuẩn hĩa. từ quan hệ này ⇒ Z0 1+ Γ e jφ Z = (2.52) L 1− Γ e jφ - Nếu đặt Γ = Γr + j Γi và zL = rL + j xL thì từ (2.50) ⇒ 1− Γ 2 − Γ 2 r = r i (2.53a) L 2 2 ()1− Γr + Γi 2Γ x = i (2.53b) L 2 2 ()1− Γr + Γi - Viết lại (2.51) dưới dạng phương trình đường trịn : 2 2 ⎛ r ⎞ ⎛ 1 ⎞ ⎜ L ⎟ 2 ⎜ ⎟ ⎜Γr − ⎟ + Γi = ⎜ ⎟ (2.54a) ⎝ 1+ rL ⎠ ⎝1+ rL ⎠ 2 2 ⎛ 1 ⎞ ⎛ 1 ⎞ 2 ⎜ ⎟ ⎜ ⎟ ()Γr −1 + ⎜Γi − ⎟ = ⎜ ⎟ (2.54b) ⎝ xL ⎠ ⎝ xL ⎠ Đây là các phương trình của 2 họ đường trịn trong mặt phẳng Γr, Γi - (2.54a) biểu diễn họ các đường trịn điện trở và (2.54b) biểu diễn họ các đường trịn điện kháng. * Ví dụ: Với rL = 1 đường trịn (2.54a) cĩ tâm tại Γr = 0,5, Γi = 0, bán kính bằng 0,5. * Chú ý: - Tất cả các đường trịn điện trở (2.54a) đều cĩ tâm nằm trên trục hồnh (Γi = 0) và đi qua điểm (1, 0) hay điểm Γ = 1 bên mép phải của giản đồ. - Tâm của các đường trịn điện kháng (2.54b) nằm trên trục đứng đi qua điểm (1, 0) hay đường Γr = 1 và cũng đi qua điểm (1, 0) hay điểm Γ = 1. - Các đường trịn (2.54a) và (2.54b) luơn vuơng gĩc nhau. * Ứng dụng: Giản đồ Smith cĩ thể dùng để giải bằng đồ thị phương trình (2.42) cho trở kháng đường dây. 14
  16. 1+ Γe −2 jβl Z = Z (2.55) in 1− Γe−2 jβl 0 Với Γ là hệ số phản xạ tại tải đầu cuối l là chiều dài đoạn dây. - Dễ thấy (2.55) cĩ dạng tương tự (2.52) chỉ khác ở số hạng gĩc pha trong Γ. Do Z i n đĩ nếu đã cĩ đồ thị Γ e jφ tại tải thì trở kháng vào chuẩn hĩa nhìn vào đoạn dây l Z0 ccĩ thể tìm được bằng cách quay điểm thõa mãn hệ (2.54) đi theo chiều kim đồng hồ 1 gĩc 2βl quanh tâm của giản đồ. (Bán kính giữ nguyên vì độ lớn ⏐Γ⏐khơng đổi dọc theo chiều đường dây.) - Để dễ thực hiện các phép quay nĩi trên, trên giản đồ Smith đã cĩ thang chia độ theo đơn vị bước sĩng theo 2 hướng. Vì là thang tương đối nên chỉ cĩ sự khác nhau theo bước sĩng giữa 2 điểm trên giản đồ mới cĩ ý nghĩa. Ví dụ 1: Cho tải cĩ trở kháng ZL = 130 + j 90 (Ω) kết cuối đường dây 50 Ω cĩ chiều dài 0,3 λ. Hãy tìm hệ số phản xạ tại tải và hệ số phản xạ tại đầu vào đoạn đường dây, trở kgháng vào, hệ số SWR và RL. ZL Giải: Trở tải chuẩn hĩa zL = = 2,60 + j 1,8 Z0 → Tìm giao điểm đường trịn rL = 2,60 và xL = 1,8 trên giản đồ M → dùng compa đo đoạn OM rồi đối chiếu với thang ⏐Γ⏐ để cĩ ⏐Γ⏐= 0,6 ⇒ SWR = 3,98, RL = 4,4 dB → kéo dài đoạn OM để cĩ được gĩc pha của hệ số phản xạ tại tải theo vịng chia độ ở ngồi giản đồ: 21,80 → vẽ vịng trịn bán kính OM → Tìm vị trí của tia OM và vịng chia độ theo bước sĩng hướng về nguồn phát (WTG: Wavelengths – toward – generator) cho giá trị 0,22 λ. → di chuyển điểm 0,22 λ đi một đoạn 0,3 λ về phía nguồn sẽ cho giá trị 0,52 λ,giá trị này ứng với 0,02 λ.Vẽ tia từ tâm 0 qua điểm 0,02 λ,tia này cắt vịng trịn bán kính OM tại điểm ứng với Zi n = 0,255 + j 0,117 sau đĩ ⇒ Z i n = Z0 Zin = 12,7 + j 5,8 (Ω) Gĩc pha của Γ tại đầu đoạn đường dây là 165,80. 2. Giản đồ Smith với trở kháng và dẫn nạp kết hợp: - Giản đồ Smith cĩ thể sử dụng cho dẫn nạp chuẩn hĩa theo cách tương tự như với trở kháng chuẩn hĩa và cĩ thể dùng để chuyển đối giữa trở kháng và dẫn nạp. - Trở kháng vào của đoạn đường dây ¼ bước sĩng kết cuối tải ZL là Zi n = 1/ZL, đây là cơ sở chuyển đổi một trở kháng chuẩn hĩa với một dẫn nạp chuẩn hĩa. - Để ý rằng một đoạn “biến đổi ¼” tương đương với pơhép quay 1800 quanh tâm của giản đồ, do đĩ điểm đối xứng tâm của 1 điểm trở kháng (hoặc điểm dẫn nạp) sẽ là một điểm dẫn nạp (hay điểm trở kháng) tương ứng của cùng một đoạn dây cĩ tải kết cuối. Vậy cùng một giản đồ Smith cĩ thể dùng để tính trở kháng và dẫn nạp cho cùng một bài tĩan. - Để tránh nhầm lẫn, cĩ thể dùng giản đồ Smith kép bao gồm cả giản đồ trở kháng và giản đồ dẫn nạp, cĩ dạng tương tự nhau chỉ là hình ảnh đối xứng tâm của nhau. 15
  17. Ví dụ 2: Cho tải ZL = 100 + j 50 Ω kết cuối đường dây cĩ trở kháng đặc trưng 50 Ω. Tìm dẫn nạp của tải và dẫn nạp vào của đoạn đường dây 0,15 λ. Giải: + Zl = 2 + j 1. cĩ thể tiến hành như các bước ở ví dụ 1 rồi quay gĩc λ/4 trong giản đồ trở kháng, sau đĩ quay gĩc 0,15 λ. + Cũng cĩ thể vẽ điểm zL rồi đọc yL tương ứng theo thang của giản đồ dẫn nạp: yl = 0,40 – j 0,20 ⇒ yL YL = yL . Y0 = = 0,008 – j 0,004 (S) Z0 Sau đĩ trên thang WTG tìm điểm tham chiếu tương ứng 0,214 λ,di chuyển đoạn 0,15 λ cho đến 0,,364 λ, vẽ tia qua điểm này rồi đọc điểm cắt với vịng trịn SWR cho giá trị y = 0,61 + j 0,66 ⇒ Y = 0,0122 + j 0,0132 (S) §2. 5 ĐỘ BIẾN ĐỔI ¼ BƯỚC SĨNG 1) Trở kháng: Giả thiết tải thuần trở RL kết cuối đoạn λ/4 cĩ trở kháng đặc trưng cần tìm Z1 sao cho Γ = 0 tại đầu vào của nĩ (đoạn ¼ λ) RL + jZ1tgβl Z in = Z1 (2.61) Z1 + jRLtgβl 2 π 2π Z1 Vì l = , β = => Z in = (2.62) 4 4 RL Để Γ = 0 cần cĩ Z in = Z 0 => Z1 = Z 0 RL (2.63) => Khơng cĩ sĩng đứng trên feedline (SWR = 1). 2) Đáp ứng tần số: Ví dụ: Xét tải RL = 100 Ω ghép với đường truyền 50 Ω qua bộ ghép ¼ λ hãy vẽ đồ thị biên độ của hệ số phản xạ theo tần số chuẩn hĩa f/f0 với f0 là tần số mà tại đĩ chiều dài đoạn ghép bằng λ/4 Giải: Z1 = 50.100 = 70,71Ω Z in − Z 0 Γ = với Zin là hàm của tần số cho bởi (2.46). Z in + Z 0 ⎛ 2π ⎞⎛ λ ⎞ ⎛ 2πf ⎞⎛ ν p ⎞ πf β = 0 = ⎜ ⎟⎜ ⎟ = Để ý l ⎜ ⎟⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎜ ⎟ ⎝ λ ⎠⎝ 4 ⎠ ⎝ ν p ⎠⎝ 4 f 0 ⎠ 2 f 0 16
  18. §2. 6 MÁY PHÁT VÀ TẢI KHƠNG PHỐI HỢP TRỞ KHÁNG - Xét trường hợp tổng hợp khi máy phát và tải khơng cân bằng trở kháng với đường truyền Z0. Tìm điều kiện để cơng suất máy phát truyền đến tải đạt cực đại. V 1+ Γ e −2 jβl Z + jZ tgβ Z = (−l) = l Z = Z L 0 l (2.67) in I 1− Γ e −2 jβl 0 0 Z + jZ tgβ (−l) l 0 L l Z − Z Với Γ = l 0 (2.68) l Z + Z l 0 Điện áp trên đường dây cĩ thể viết dướ dạng V =V + e− jβz + Γ e jβz (Z ) 0 [ l ] (2.69) + - V0 cĩ thể tìm được nhờ điều kiện biên tại z = −l Z V =V in =V + e jβl + Γ e− jβl (−l) g 0 [ l ] Zin + Z g + Zin 1 => V0 =Vg (2.70) Z + Z e jβl + Γ e− jβl in g l - Dùng (2.67) ⇒ − jβl + Z0 e V0 =Vg (2.71) Z + Z 1− Γ Γ e−2 jβl 0 g g l Z g − Z 0 Với Γg = (2.72) Z g + Z 0 ⇒ Hệ số sĩng đứng trên đường dây. 1+ Γ SWR = l (2.73) 1− Γ l - Cơng suất đặt vào tải và đường truyền 2 2 1 Z in ⎧ 1 ⎫ P = Vg Re ⎨ ⎬ (2.74) 2 Z in + Z g ⎩Z in ⎭ Đặt Zin = Rin + jX in và Z g = Rg + jX g 2 1 Rin => P = Vg 2 2 (2.75) 2 ()Rin + Rg + (X in + X g ) Z = Z ,Γ = 0,SWR=1 a) Tải phối hợp với đường truyền: l 0 l 1 2 Z P = V o ⇒ Zin = Z0 và g 2 2 (2.76) 2 (Z o + Rg )+ X g b) Máy phát phối hợp với đường truyền cĩ tải kết cuối: Z , β , Z l l 0 được chọn sao cho Z i n = Zg 17
  19. Z - Z ⇒ Γ = i n g = 0 (2.77) Z i n + Zg (Lưu ý: cĩ thể tồn tại sĩng đứng trên đường truyền nếu Γl ≠0) 1 2 Rg P = Vg (2.78) 2 2 2 2 4(Rg + X g ) ⇒ Nhận xét: Cơng suất (2.78) cĩ thể nhỏ hơn cơng suất (2.76). → Câu hỏi: + Trở kháng tải thế nào là tối ưu? + Trở kháng vào đường truyền thế nào là tối ưu? * Phối hợp liên kết: Giả thiết Zg cố định, tìm Zin để P đạt cực dđại sau đĩ sẽ suy ra Zl khi biết l. Cho đạo hàm của P theo phần thực và phần ảo của Zin= 0 ⇒ điều kiện phải tìm. Từ (2.75) ⇒ ∂P 2 2 2 = 0 => Rg − Rin + (X in + X g ) = 0 (2.79a) ∂Rin ∂P =0 =>−2Xin(Xin + Xg ) =0 (2.79b) ∂Xin Từ (2.79a,b) => Rin =Rg,Xin =−Xg * Hay Zin = Zg (2.80) (2.80) được gọi là điều kiện phối hợp trở kháng liên kết - Khi đĩ cơng suất rơi trên tải là cực đại. (từ 2.75) 1 2 1 P = Vg (2.81) 2 4Rg Nhận xét: - Cơng suất (2.81) lớn hơn ở (2.76) và (2.78) - Γl, Γg, Γ cĩ thể khác khơng. Về mặt vật lý điều đĩ cĩ nghĩa là trong hiện tượng đa phản xạ cĩ thể xảy ra hiện tượng đồng pha dẫn tới cơng suất lớn hơn khi chỉ cĩ sĩng tới. - Về phương diện hiệu quả thì để đạt hiệu quả bcao cả điều kiện phối hợp trở * kháng (Zl = Z0) hay điều kiện phối hợp liên kết (Z i n = Zg ) vẫn chưa đủ. chẳng hạn khi Zg = Zl = Z0 chỉ cĩ ½ cơng suất của phát rơi trên tải tức hiệu suất là 50%. Hiệu suất này chỉ cĩ thể được cải thiện nhờ giảm Zg nhỏ cĩ thể được. Bài tập chương 1. Cho đường truyền cĩ L = 0,2 µ H/m, C = 300 p F/m, R = 5 Ω/m và G = 0,01 S/m. Hãy tính hằng số truyền sĩng và trở kháng đặc trưng tại tần số 500M Hz. Hãy xét trường hợp khơng hao tổn. 2. Cho mắt hình T CMR mơ hình này dẫn tới cùng phương trình Telegraph. 3. Một đường truyền đồng trục bằng Cu với bán kính vật dẫn trong là 1mm và ngồi là 3mm. Lớp điện mơi cĩ εr = 2,8 với gĩc tổn hao 0,005. Tính R, L, G, C tại tần số 3 GHz, tính Z0 và vp. 18
  20. 4. Tính và vẽ đồ thị hệ số suy giảm của cáp đồng trục ở bài 3 theo dB trong khoảng tần số từ 1 MHz tới 10 GHz. 5. Cho đường truyền khơng tổn hao cĩ chiều dài điện l = 0,3 λ kết cuối tải ZL = 40 + j 20 (Ω). Tìm ΓL, SWR trên đoạn l và Z i n (l + tải) 6. Cho đường truyền khơng tổn hao kết cuối tải 100 Ω. Tìm Z0 nếu biết SWR = 1,5 7. Một máy phát vơ tuyến được nối với angten cĩ trở kháng 80 + j40Ω qua cáp đồng trục 50 Ω cĩ thể cung cấp 30W khi nối với tải 50 Ω thì cơng suất đặt vào angten là bao nhiêu 8. Giản đồ Smith cĩ thể tính a, SWR trên đường truyền b, TL, c, YL d, Z i n (l + tải) e, Khoảng cách từ tải đến điểm cĩ Vmax đầu tiên . f, Vmin đầu tiên vẽ hình 9. Dùng giản đồ Smith để tìm đoạn đường truyền 75 Ω ngắn mạch đầu cuối ngắn nhất để cĩ: a, Z i n = 0 b, Z i n = ∞ c, Z i n = j 75 Ω d, Z i n = - j 50 Ω e, Z i n = j 10 Ω 19
  21. Chương III: LÝ THUYẾT MẠNG SIÊU CAO TẦN § 3.1 TRỞ KHÁNG, ĐIỆN ÁP VÀ DỊNG ĐIỆN TƯƠNG ĐƯƠNG 1) Điện áp và dịng điện tương đương Ở tần số siêu cao các phép đo áp và dịng rất khĩ thực hiện, trừ khi một cặp đầu cuối được xác định rõ ràng. Điều này chỉ thực hiện được với đường truyền sĩng TEM (cáp đồng trục, mạch vi dải) Vẽ hình * Trên hình vẽ là dạng đường sức điện trường và từ trường của 1 đường truyề sĩng TEM gồm 2 vật dẫn Theo định nghĩa − V = ∫ Edl + I = ∫ H.dl C+ * Vấn đề sẽ trở nên khĩ khăn hơn khi khảo sát ống dẫn sĩng. - Xét ống dẫn sĩng chữ nhật như hình vẽ. Mode truyền sĩng chủ yêu là TE10: Cơng thức (vẽ hình) − jωµ a π x − jβ z E = A sin e y ()x , y , z π a − j β z = Ae y (x , y , z )e (3.4.a) jβa πx H = Asin e − jβz = Ah e − jβz (3.4.b) x()x, y,z a x()x, y Sử dụng (3.1) cho (3.4.a) => − jωµa π x V = Asin e − jβz ∫ dy (3.5) π a y Nhận xét: Dạng điện áp (3.5) phụ thuộc vào vị trí x cũng như độ dài của đường lấy tích phân theo hướng trục y. Vậy giá trị điện áp chính xác là bao nhiêu? Câu trả lời là khơng cĩ giá trị điện áp chính xác hiểu theo nghĩa duy nhất hoặc thích hợp cho mọi ứng dụng. Vấn đề trên phát sinh tương tự cho dịng điện và trở kháng khi sĩng khơng phải là sĩng TEM. * Cĩ rất nhiều cách định nghĩa điện áp, dịng điện tương đương và trở kháng cho sĩng khơng phải TEM vì tíh khơng duy nhất. Tuy nhiên cĩ một số nhận xét sau: + Điện áp và dịng chỉ được định nghĩa cho một mode dẫn sĩng cụ thể và được định nghĩa sao cho điện áp tỷ lệ với điện trường ngang, cịn dịng điện tỷ lệ với từ trường ngang. + Để cĩ được sử dụng tương tự như áp và dịng trong lý thuyết mạch, điện áp và dịng cần được định nghĩa sao cho tích của chúng cho ra dịng cơng suất của mode truyền sĩng. 20
  22. + Tỷ số áp trên dịng cho mạch sĩng chạy đơn lẻ cần bằng trở kháng đặc trưng của đường truyền. Trở kháng này cĩ thể chọn bất kỳ, thường chọn bằng trở kháng sĩng của đường truyền. * Với một mode ống dẫn sĩng bất kỳ các thành phần trường ngang cĩ thể được biểu diễn: + − jβz − jβz e x, y + − jβz − − jβz E t()x, y,z = e ()x, y ()A e + A e = ()V e + V e ()3.6a c1 + − jβz − jβz h()x, y + − jβz − jβz H t()x, y,z = h x, y ()A e − A e = ()I e − I e ()3.6b c2 Trong đĩ A+, A- là biên độ của sĩng tới và sĩng ngược; e, h là các thành phần trường ngang của mode cĩ quan hệ a z ×e(x, y) h ()x, y = ()3.7 Ζω với Ζω : trở kháng sĩng. Từ (3.6,a,b) cĩ thể định nghĩa áp và dịng tương đương: + − jβz − jβz V()z = V e + V e ()4.8a + − jβz − jβz I ()z = I e − I e ()3.8.b V + V − Với = = Ζ I + I − 0 Nhận xét: - Định nghĩa (3.8) bao hàm quan hệ tỷ lệ giữa áp và dịng tương đương với điện và từ trường ngang. - Các hằng số tỷ lệ cĩ cho các mối quan hệ này là: V + V − I + I − C = = ,C = = 1 A+ A− 2 A+ A− - Dịng cơng suất của sĩng tới: + + + 1 + 2 V I * P = A e × h *.a z ds = e × h *.a ds 3.9 ∫∫ ∫∫ z () 2 s 2C1C2 * s 1 Để cơng suất P + = V * I + * thì phải cĩ 2 C C * = e × h *.a ds 3.10 1 2 ∫∫ z () s - Trở kháng đặc trưng + − V V C1 Z 0 = + = − = ()3.11 I I C2 Nếu muốn cĩ Ζ 0 = Ζω :trở kháng sĩng ( ΖTE hoặc ΖTM ) của mode truyền thì : C1 = Ζω ( ΖTE hoặc ΖTM ) (3.12)a C2 21
  23. giải (3.10) và (3.12) => C1 ,C 2 => điện áp tương đương và dịng tương đương Ví dụ: Cho mode TE10 trong ống dẫn sĩng chữ nhật + − jβz − jβz ⎛ πχ ⎞ E y = ()A e + A e sin⎜ ⎟ ⎝ a ⎠ −1 + − jβz − jβz πχ H χ = ()A e − A e sin ΖTE a + − jβz − jβz V()z = V e + V e + − jβz − jβz I ()z = I e − I e 1 = ()V + e − jβz − V − e jβz Ζ 0 1 P = V + I + * 2 ⎛ 1 ⎞ P + = − E H dχdy ⎜ ⎟∫∫ y x ⎝ 2 ⎠ s ab + 2 1 + + 1 + 2 = A = V I * = A C1C2 * 4ZTE 2 2 + V C1 Nếu chọn Ζ 0 = ΖTE thì + = = ΖTE I C2 ab => C = 1 2 1 ab C2 = ΖTE 2 2) Khái niệm trở kháng: Cĩ các dạng trở kháng sau: - Trở kháng nội của mơi trường η = µ / γ chỉ phụ thuộc vào mơi trường và bằng trở kháng sĩng của sĩng phẳng. Et 1 - Trở kháng sĩng ZVV = = đặc trưng cho các dạng sĩng (TEM, TE, TM) Ht Yvv và cĩ thể phụ thuộc vào loại đường truyền hoặc ống dẫn sĩng, phụ thuộc vật liệu và tần số hoạt động. 1 L - Trở kháng đặc trưng Z0 = = C là tỷ số áp trên dịng cho các sĩng chạy. y0 Vì áp và dịng là xác định duy nhất cho sĩng TEM → Z0 cũng xác định với sĩng TEM. * Quan hệ giữa các đặc trưng trở kháng và năng lượng trường EM tích tụ và cơng suất tiêu tán trong mạng 1 cửa. 1 P = φ E × H * ds 2 s = P + 2 jω W −W l ( m e ) 22
  24. Với Pl: phần thực của P Biểu thị phần cơng suất trung bình tiêu tán trên mạng, Wm, We. Biểu thị năng lượng từ trường và điện trường tích tụ trong mạng. - Nếu định nghĩa e và h là các vectơ trường ngang chuẩn hĩa trên mặt kết cuối của mạng, sao cho − jβz Et()x, y, z = V()z e()x, y e − jβz H t()x, y,z = I ()z h ()x, y e 1 1 Với e × h *.ds = 1 thì P = VI * e × h * ds = VI * ∫s ∫ 2 s 2 P + 2Jω W − W V VI l ( m e ) Khi đĩ Ζ in = R + jx = = 2 = I 1 2 I I 2 P = 1 2 I 2 Ζ P Vậy : - Phần thực của in ,R lien quan đến cơng suất tổn hao l - Phần ảo X lien quan đến năng lượng tổng cộng tích tụ trong mạng - Nếu mạng khơng tổn hao thì Ζ in thuần ảo và Dương cho tải cảm kháng ()W > W 4ω()W − W m e X = m e = I 2 Âm cho tải dung kháng (W < W ) m e § 3.2 MA TRẬN TRỞ KHÁNG VÀ MA TRẬN DẪN NẠP 1)Ma trận trở kháng và ma trận dẫn nạp: Vì điện áp và dịng được định nghĩa tại các điểm khác nhaucủa mạng SCT,nên cĩ thể dùng ma trận trở kháng và ma trận dẫn nạp theo kiểu LT mạch để ràng buộc những đại lượng này với nhau. Điều này sẽ giúp xây dựng mạch tương đương cho mạng SCT bất kỳ, phục vụ cho việc thiết kế các phần thụ động như các bộ ghép, các bộ lọc. vẽ hình - Xét mạng SCT N cổng tùy ý, các cổng cĩ thể là dạng đường dây truyền sĩng hoặc đường truyền tương đương với một mode truyền dẫn sĩng đơn. Nếu một cổng nào đĩ về mặt vật lý cĩ nhiều mode truyền thì cĩ thể thay tương đương bằng một số cổng đơn mode tương ứng. - Tại cổng thứ n tùy ý điện áp và dịng tổng cĩ dạng + − Vn = Vn + Vn ()3.24a + − I n = I n − I n ()3.24b (dùng 3.8 với tọa độ Z = 0 ) Ma trận trở kháng được định nghĩa: 23
  25. ⎡ V 1 ⎤ ⎡ Ζ 11 Ζ 12 Ζ 1 N ⎤ ⎡ I 1 ⎤ ⎢ V ⎥ ⎢ Ζ Ζ Ζ ⎥ ⎢ I ⎥ ⎢ 2 ⎥ = ⎢ 21 22 2 N ⎥ ⎢ 2 ⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥ V Ζ Ζ Ζ I ⎣ N ⎦ ⎣ N 1 N 2 NN ⎦ ⎣ N ⎦ Hay viết gọn hơn []V = [Ζ ][I ] ()3.25 Tương tự cho ma trận dẫn nạp []I = [Y ][V ] (3.26) Rõ ràng []Y = [Ζ]−1 ()3.27 V Từ (3.25) => Ζ = i I = 0,∀k ≠ j ()3.28 I k - (3.28) cĩ nghĩa là Zi j cĩ thể tìm được khi cấp dịng Ij cho cổng thứ j, các cổng cịn lại hở mạch và đo thế mở mạch tại cổng thứ i, cịn lại Z i j là trở kháng truyền giữa cổng i và j. - Z i i là trở kháng vào tại cổng i khi tất cả các cổng khác hở mạch. - Tương tự: I Y = i Vk =0,∀k ≠ j ()3.29 V j 2) Các trường hợp đặc biệt: - Vậy một mạng n cổng tùy ý sẽ cĩ thể 2N2 đại lượng độc lập, hay bậc tự do. (ứng với phần thực và ảo của các Zi j). - Nếu mạng là thuận nghịch, tức khơng chứa các mơi trường khơng thuận nghịch (như ferrile hay plasma) hoặc các linh kiện tích cực, thì Z i j = Z j i và Y i j = Yj i. - Nếu mạng là khơng tổn hao thì Z i j và Y i j là các đại lượng thuận ảo. § 3.3 MA TRẬN TÁN XẠ 1) Ma trận tán xạ: Xét mạng N cổng như trong mục trước. Định nghĩa ma trận tán xạ thõa mãn quan hệ sau: Vẽ hình: ⎡ −1 ⎤ + V ⎡S11S12 S1N ⎤⎡V1 ⎤ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥ V −1 = ⎢ ⎥ ⎢ 2 ⎥ ⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎢ − ⎥ ⎢S S ⎥⎢ + ⎥ ⎣VN ⎦ ⎣ N1 NN ⎦⎣VN ⎦ Hay gọn hơn [V − ]= []S [V + ] ()3.40 − Vi => S = + + Vk =0,∀k ≠ j V j 24
  26. + - Tức là Si j cĩ thể được tìm khi đặt vào cổng j một sĩng tới cĩ điện áp V j và đo - biên độ điện áp sĩng phản xạ Vi từ cổng i, khi tất cả sĩng tới ở các cổng khác cho bằng zero (hay kết cuối với tải phối hợp để tránh phản xạ). - Si i chính là hệ số phản xạ nhìn vào cổng i khi tất cả các cổng khác kết cuối với tải phối hợp. - S i j cịn gọi là hệ số truyền từ cổng j tới cổng i khi tất cả các cổng khác kết cuối với tải phối hợp. - Cĩ thể chứng manh rằng ma trận [ S ] cĩ thể được xác định từ [ Z ] hoặc [ Y] và ngược lại. - Trước tiên giả thiết rằng trở kháng đặc trưng của tất cả các cổng, Z o n, là giống nhau. (Trường hợp tổng quát sẽ được đề cập sau). Để tiện lợi cho Z o n = 1. Từ (3.24) + - ⇒ Vn = V n + V n (3.42a) + - + - In = In - In = V n - V n (3.42b) Từ (3.25) và (3,42) ⇒ [ Z ] [ I ] = [ Z ] [ V+ ] - [ Z ] [ V- ] = [ V ] = [ V+ ] + [ V- ] tức là cĩ thể viết ( [ Z ] + [ U ] ) [ V - ] = ( [ Z ] - [ U ] ) [ V + ] (3.43) Với [ U ] là ma trận đơn vị So sánh (3.43) với (3.40) ⇒ [ S ] = ( [ Z ] + [ U ] ) – 1 ( [ Z ] - [ U ] ) (3.44) Z11 - 1 - Với mạng một cổng: S11 = , đây chính là hệ số phản xạ nhìn vào tải Z11 + 1 với trở kháng vào chuẩn hĩa Z11. - Để biểu diễn [ Z ] theo [ S ] cĩ thể viết lại (3. 44): [ Z ] [ S ] + [ U ] [ S ] = [ Z ] - [ U ] [ Z ] = ( [ U ] - [ S])- 1 ( [ U ] + [ S ] (3.45) 2) Mạng thuận nghịch và mạng khơng tổn hao. a,Mạng thuận nghịch: 1 -Từ ()3.42, a,b =>V + = ()V + I n 2 n n 1 Hay []V + = ([]Ζ + [U ])[I ] (3.46)a 2 1 V − = ()V − I n 2 n n 1 Hay []V − = ([]Ζ − [u])[I] (3.46b) 2 -Từ (3.46) =>[V − ]= ()[]Ζ − [U ]([Ζ]+ [U ])−1 [V + ] =>[S][= ()Ζ]− [U ]([Ζ]+ [U ])−1 (3.47) t chuyển vị (3.47) =>[]S t = {}()[Ζ]+ [U ] −1 ()[Ζ]− [U ] t Vì[]U t = [U ] và [Z ] đối xứng [Z]t = [Z] nên [S]t = ([Z]+ [U ][) −1 ( Z]− [U ]) từ 3.44 ⇒ []S = [S]t 25
  27. Vậy [S] là ma trận đối xứng b,Mạng khơng tổn hao: Cơng suất trung bình tiêu thụ trên mạng phải bằng khơng. Giả thiết trở kháng đặc trưng bằng đơn vị cho tất cả các cổng 1 t 1 + t − t + − Pav = Re {[]V [I *]}= Re {[V ] + [V ] ([V ]* −[V ]*)} 2 2 1 + t + + t − t + − t − = Re {}[]V []V * −[V ] [V ] [V ]* −[V ] [V ]* 2 1 t 1 t = []V + []V + * − [V − ] [V − ]* = 0 (3.49) 2 2 + t − − t + vì{− []V [V ]* +[V ][V ]*} cĩ dạng A-A* nên là thuần ảo do đĩ Re {}= 0 1 t Trong (3.49) số hạng = []V + [V + ]* biểu thị cơng suất đến tổng cộng ,số hạng 2 1 t − []V − [V − ]* là cơng thức phản xạ tổng.Vì mạng khơng tổn hao nên 2 cơng suất trên 2 phải bằng nhau ,Tức là t t []V + [V + ]*=[]V − [V − ]* (3.50) Để ý [V − ]= []S [V + ] => t t []V + [V + ]*=[]V + [S]t [S]* [V + ]* =>nếu [V + ]≠ 0 thì []S t []S * = [U ] −1 Hay []S * = {[S]t } (3.51) vậy [S] là ma trận unita - khai triển (3.51) => N * ∑ S kiSki = S , ∀i, j (3.52) k =1 N * => ∑ S kiSki = 1 (3.53a) k =1 N * ∑ S kiSki = 0 với i ≠ j (3.53b) k =1 - Tính điểm của một cột bất kỳ với liên hiệp phức của nĩ bằng đơn vị. - Tính điểm của một cột bất kỳ với liên hiệp phức của các cột khác bằng zero (trục giao) - Kết luận tương tự cho các hàng của ma trận tán xạ 3) Phép dịch mặt tham chiếu Vì các thơng số của [ S ] liên quan đến biên độ và pha của sĩng đến và sĩng + phản xạ từ mạng, do đĩ mặt phẳng pha tham chiếu, tức là mặt phẳng xác định (Vn , + - - In ) hoặc (Vn , In ) phải được xác định trước. Khi dịch chuyển các mặt tham chiếu này thì các thơng số S bị biến đổi. 26
  28. Xét mạng SCT N cổng các mặt tham chiếu ban đầu định xứ tại Z0 = 0. Với Zn là tọa độ dọc theo đường truyền thứ n cấp điện cho cổng n. Gọi [ S ] là ma trận tán xạ với tập hợp các mặt tham chiếu nĩi trên. [ S ‘] là ma trận tán xạ tương ứng với vị trí mới của các mặt tham chiếu. [ V- ] = [ S ] [ V+ ] (3.54a) [ V’- ] = [ S’ ] [ V’+ ] (3.54b) + + j n trong đĩ: V’ n = V n e θ (3.55a) - - - j n V’n = V n e θ (3.55b) Với θn = βn l n được gọi là độ dài điện của phép dịch của cổng n - Viết (3.55a,b) dưới dạng ma trận rồi thay vào (3.54a) ⇒ ⎡e jφ1 0 ⎤ ⎡e− jφ1 0 ⎤ ⎢ jφ2 ⎥ − ⎢ − jφ2 ⎥ + ⎢ e ⎥[]V ′ = []S ⎢ e ⎥[]V ′ ⎢ jφN ⎥ ⎢ − jφN ⎥ ⎣ e ⎦ ⎣ e ⎦ [V − ]= []S [V + ] - Nhận cả hai vế với ma trận nghịch đảo của ma trận đầu tiên bên vế trái ⇒ ⎡e− jφ1 0 ⎤ ⎡e− jφ1 0 ⎤ − ⎢ − jφ ⎥ ⎢ − jφ ⎥ + []V ′ = ⎢ e 2 ⎥[]S ⎢ e 2 ⎥[V ′ ] ⎢ − jφN ⎥ ⎢ − jφN ⎥ ⎣ e ⎦ ⎣ e ⎦ So với (3.54b) ⇒ ⎡e− jφ1 0 ⎤ ⎡e− jφ1 0 ⎤ − ⎢ − jφ ⎥ ⎢ − jφ ⎥ [S′ ]= ⎢ e 2 ⎥[]S ⎢ e 2 ⎥ (3.56) ⎢ − jφN ⎥ ⎢ − jφN ⎥ ⎣ e ⎦ ⎣ e ⎦ – 2 - Dễ thấy S’n n = e θn Sn n, cĩ nghĩa là pha của Sn n dời 2 lần độ dài điện trong phép dịch mặt tham chiếu n, bởi vì sĩng truyền 2 lần qua độ dài này theo hướng tới và hướng phản xạ. 4) Các thơng số tán xạ tổng quát + - Xét mạng SCT N cổng với Z0 là trở kháng đặc trưng (thực) của cổng n, Vn , Vn là biên độ sĩng tới và sĩng phản xạ. + Vn Định nghĩa : an = (3.57a) Ζ0n _ Vn bn = (3.57b) Ζ0n Là các biên độ sĩng mới cho cổng n. 27
  29. -Từ (9.42 a,b) => + − Vn=Vn + Vn = Ζ(an + bn ) (3.58a ) 1 + − 1 I n = ()Vn +Vn = (an − bn ) (3.58b ) Ζ0n Ζ0n Cơng suất trung bình rơi trên cổng n: 1 1 2 2 * * Pn = Re {}Vn In = Re {an − bn + (bnan − bn an )} 2 2 1 2 1 2 =a − b (3.59) 2 n 2 n * * (vì bnan − bn an thuần ảo) Cĩ thể nĩi cơng suất trung bình rơi trên cổng bằng cơng suất sĩng đến trừ cơng suất sĩng phản xạ. - Ma trận tán xạ tổng quát được định nghĩa []b = [S][a] (3.60) bi Trong đĩ S ij = a =0,∀k ≠ j (3.61) a k - (3.61) cĩ dạng tương tự (3.41) cho mạng với trở kháng đặc trưng đồng nhất tại tất cả các cổng. Dùng (3.57) và (3.61) => − vi Ζ 0 j S ij = + + Vk =0,∀k ≠ j (3.62) V j Ζ 0 j Cơng thức này cho biết cách chuyển từ các thơng số S cho mạng với trở kháng - + đặc trưng đồng nhất (V i/V j) thành các thơng số S cho mạng nối với các đường truyền cĩ trở kháng đặc trưng khơng đồng nhất. 28
  30. § 3.4 MA TRẬN TRUYỀN (ABCD) Các mạng SCT thường gặp trong thực tế bao gồm một mạng 2 cổng hoặc dãy cascade của các mạng 2 cổng. Các ma trận đặc trưng (S, Z, Y) của dãy các mạng 2 cổng bằng tích các ma trận 2 x 2 (ABCD) của mạng 2 cổng. 1) Ma trận ABCD: được định nghĩa cho mạng 2 cổng như sau: V1 = AV 2+BI2 I1 = CV2 + DI2 ⎡V1 ⎤ ⎡A B⎤⎡V2 ⎤ Hay ⎢ ⎥ = ⎢ ⎥⎢ ⎥ (3.63 ) ⎣I1 ⎦ ⎣C D⎦⎣I 2 ⎦ * Chú ý: Quy ước dấu I2 ra khỏi cổng 2 là tiện lợi cho việc khảo sát mạng cascade. - Khi cĩ 2 mạng kết nối cascade ⎡V1 ⎤ ⎡A1 B1 ⎤⎡V2 ⎤ ⎢ ⎥ = ⎢ ⎥⎢ ⎥ (3.64a ) ⎣I1 ⎦ ⎣C1 D 1 ⎦⎣I 2 ⎦ ⎡V2 ⎤ ⎡ A2 B2 ⎤ ⎡V3 ⎤ ⎢ ⎥ = ⎢ ⎥ ⎢ ⎥ (3.64b ) ⎣I 2 ⎦ ⎣C 2 D 2 ⎦ ⎣I 3 ⎦ ⎡V1 ⎤ ⎡A1 B1 ⎤⎡A2 B2 ⎤⎡V3 ⎤ =>⎢ ⎥ = ⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥ (3.65 ) ⎣I1 ⎦ ⎣C1 D 1 ⎦⎣C2 D2 ⎦⎣I3 ⎦ Hay ⎡A B⎤ ⎡A1 B1 ⎤⎡A2 B2 ⎤ * Chú ý: ⎢ ⎥ = ⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎣C D⎦ ⎣C1 D 1 ⎦⎣C2 D2 ⎦ - Thứ tự nhân ma trận phải giống thứ tự cascade. - Cĩ thể xây dựng một thư viện các ma trận ABCD cho các mạng 2 cổng cơ sở và dùng phép phân tích các mạng phức tạp thành cascade của các mạng cơ sở. ` Bảng 3.1 Các thơng số ABCD của một số mạng cơ sở quan trọng. 2) Quan hệ giữa (ABCD) và [ Z ] Từ (3. 25), (3. 63) với quy ước dấu của I2 như trên=> V1 = I1Ζ11 − I 2Ζ12 V2 = I1Ζ21 − I 2Ζ22 (3.66 ) v I Ζ Ζ A = 1 = 1 11 = 11 I 2 =0 (3.67a ) V2 I1Ζ 21 Ζ 21 v I Ζ − I Ζ I B = 1 = 1 11 2 12 = Ζ 1 − Ζ v2 =0 v2 =0 11 v2 =0 12 I 2 I 2 I 2 I1Ζ22 Ζ1Ζ22 − Ζ12Ζ21 = Ζ11 − Ζ12 = (3.67b ) I1Ζ21 Ζ21 29
  31. v I 1 C = 1 = 1 = I 2 =0 (3.67c ) V2 I1Ζ 21 Ζ 21 I I Ζ Ζ Ζ D = 1 = 2 22 21 = 22 v2 =0 (3.67d) I 2 I 2 Ζ 21 * Nếu mạng là thuận nghịch thì Z12 = Z21 và AD – BC = 1 3) Các sơ đồ tương đương cho mạng 2 cổng Xét chuyển tiếp giữa một đường truyền đồng trục và một đường vi dải với các mặt tham chiếu như hình vẽ t1, t2. - Do sự gián đoạn về mặt vật lý của chuyển tiếp, năng lượng điện, từ trường cĩ thể bị tích tụ tại chuyển tiếp và gây ra các hiệu ứng phản kháng. Các hiệu ứng này cĩ thể đo được hoặc được phân tích lý thuyết nhờ sơ đồ “hộp đen” của mạng 2 cổng như hình vẽ. Mơ hình phân tích này cĩ thể sử dụng cho các trường hợp ghép giữa các loại đường truyền khác nhau hoặc các chỗ gián đoạn của đường truyền như sự thay đổi nhảy bậc của độ rộng hoặc độ cong - Thường người ta thay “hộp đen” bằng sơ đồ tương đương chữa một số các phần tử lý tưởng. Cĩ rất nhiều cách, ở đây sẽ khảo sát một cách phổ biến và hữu dụng nhất. - Sử dụng quan hệ: [ V ] = [ Z ] [ I ] và [ I ] = [ Y ] [ V ] và nếu mạng là thuận nghịch thì Z12 = Z21 và Y12 = Y21 và mạng cĩ thể được biểu diễn theo sơ đồ hình T hoặc TT như hình vẽ. Vẽ hình - Nếu mạng là thuận nghịch thì sẽ cĩ 6 bậc tự do (phần thực và ảo của 3 thơng số). - Một mạng khơng thuận nghịch sẽ khơng thể được biểu diễn bở sơ đồ tương đương dùng các phần tử thuận nghịch. § 3.5 CÁC ĐỒ THỊ TRUYỀN TÍN HIỆU 1) Định nghĩa: Các phần tử cơ bản của giản đồ là node và nhánh: - Node: Mỗi cổng i của mạng SCT cĩ 2 node ai và bi. Node ai là sĩng tới và bi là sĩng phản xạ từ cổng. - Nhánh: Một nhánh là một đường trực tiếp giữa một node a và một node b, biểu thị dịng tín hiệu từ node a đến node b. Mỗi nhánh cĩ một thơng số S kết hợp hoặc một hệ số phản xạ. 30
  32. Sĩng tới với biên độ a 1 được tách thành 2, phần qua S11 (và ra khỏi cổng 1 như một sĩng phản xạ b1) và phần truyền qua S21 tới node b2. Tại node b2 sĩng ra khỏi cổng 2. Nếu cĩ một tải với hệ số phản xạ zero được nối vào cổng 2 thì sĩng này sẽ tái phản xạ một phần và đi vào mạng tại node a2. Một phần sẽ tái phản xạ ra khỏi cổng 2 qua S22 và 1 phần cĩ thể được truyền ra khỏi cổng 1 qua S12. • Các trường hợp đặc biệt: + Mạng một cổng: + Nguồn áp: 2) Phương pháp phân tích đồ thị dịng tín hiệu: + Luật 1: (Luật nối tiếp) Hai nhánh mà node chung của chúng chỉ cĩ 1 sĩng vào và một sĩng ra (các nhánh nối tiếp) cĩ thể kết hợp thành một nhánh đơn với hệ số bằng tích các hệ số của các nhánh ban đầu. V3 = S32V2 = S32 S21 V1 (3. 69) + Luật 2: (Luật song song) Hai nhánh giữa hai node chung (2 nhánh song song) cĩ thể kết hợp thành 1 nhánh đơn cĩ hệ số bằng tổng các hệ số của hai nhánh ban đầu. V2 = SaV1 + SbV1 = (Sa + Sb).V1 (3.70) + Luật 3: (Luật vịng đơn) Khi một nhánh bắt đầu và kết thúc tại một node cĩ hệ số S, thì cĩ thể triệt tiêu nhánh bởi việc nhân các hệ số của các nhánh nuơi node với 1/(1 – S) ⎧ S V =S V +S V ⎫ ⎪V = 21 V 2 21 1 22 2 3.71 → 2 1 ⎬ ()⎨ 1− S22 V3 = S33V2 ⎭ ⎪ ⎩ V3 = S32V2 S32S21 → V3 = V1 (3.72) 1− S22 + Luật 4: (Luật tách) Một nút cĩ thể tách thành 2 nút độc lập khi và chỉ khi bất kỳ một sự kết hợp nào của các nhánh vào và ra (khơng phải là các nhánh vịng đơn) đều dẫn tới nút ban đầu. 31
  33. Chương IV: PHỐI HỢP TRỞ KHÁNG VÀ TUNING §4.1 MỞ ĐẦU: Chương này áp dụng các lý thuyết và kỹ thuật ở các chương trước cho các bài tốn thực tế trong KT SCT. Bài tốn phối hợp trở kháng thường là một phần quan trọng của quá trình thiết kế hệ thống SCT. - Matching network thường là khơng tổn hao lý tưởng và thường được thiết kế sao cho trở kháng nhìn vào matching network bằng Z0 → triệt tiêu phản xạ trên đường truyền, mặc dù cĩ thể cĩ đa phản xạ trên đoạn Matching network và Load. * Mục tiêu phối hợp trở kháng: - Lấy được cơng suất cực đại trên tải, giảm thiểu cơng suất tổn hao trên đường truyền. - Đối với các phần tử nhạy thu, phối hợp trở kháng để tăng tỷ số tín hiệu / nhiễu của hệ thống (anten, LNA, ) - Phối hợp trở kháng trong một mạng phân phối cơng suất (mạng nuơi anten mảng) sẽ cho phép giảm biên độ và lỗi pha. * Nếu ZL chứa phần thực khác 0 thì mạng phối hopự Tn kháng luơn cĩ thể tìm được. Cĩ nhiều phương án phối hợp, tuy nhiên cần theo các tiêu chí sau: + Độ phức tạp: đơn giản, rẻ, dễ thực hiện, ít hao tổn. + Độ rộng băng: cần phối hợp trở kháng tốt trong một dải tần rộng, tuy nhiên sẽ phức tạp hơn. + Lắp đặt: Tùy vào dạng đường truyền hoặc ống dẫn sĩng quyết định phương án phối hợp TK. + Khả năng điều chỉnh: trong 1 số trường hợp cĩ thể yêu cầu MN hoạt động tốt khi ZL thay đổi. §4.2 PHỐI HỢP TRỞ KHÁNG VỚI CÁC PHẦN TỬ TẬP TRUNG (L – NETWORKS) 1) Giới thiệu: - Dạng đơn giản nhất của PHTK là dùng khâu L, sử dụng 2 phần tử điện kháng để phối hợp 1 tải tùy ý với đường truyền cĩ 2 cấu hình khả dĩ. - Nếu trở kháng tải chuẩn hĩa zL= ZL/Z0 nằm trong vịng trịn 1 + j x trên giản đồ Smith thì hình vẽ (4.2a) được dùng, nếu khơng thì dùng (h4.2b). - Các phần tử điện kháng trong hình 4.2 cĩ thể là C hoặc L tùy thuộc vào ZL. Do đĩ cĩ 8 khả năng xảy ra. - Nếu tần số đủ nhỏ và / hoặc kích thước mạnh đủ nhỏ thì cĩ thể dùng các tụ và điện cảm thực (cĩ thể đến 1 GHz). Đây là hạn chế của mạch L. 32
  34. 2) Lời giải giải tích: (dùng cho computer – aided – design program, hoặc khi cần cĩ độ chính xác cao hơn so với phương pháp dùng Smith chart) ZL - Xét mạch ở (h 4.2a), đặt ZL = RL + j XL, vì zL = nằm bên trong đường trịn Z0 1 + j x (r = 1), nên RL > Z0. - Trở kháng nhìn vào matching network cĩ tải phía sau phải bằng Z0, tức là: 1 Z0 = j X + (4.1) j B + 1/(RL + j XL) - Tách phần thực và phần ảo của (4.1) ⇒ B (X RL – XL Z0) = RL – Z0 (4.2a) X (1 – B XL) = B Z0 RL - XL (4.2b) RL 2 2 XL ± RL +XL −Z0RL Z0 => B= 2 2 (4.3a) RL +XL 1 XLZ0 Z0 X = + − (4.3b) B RL BRL Nhận xét: Từ (4.3) ⇒ cĩ 2 lời giải khả dĩ cho B và X, cả 2 lời giải đều khả dĩ về mặt vật lý (B 0 → tụ, X > 0 → cuộn, X < 0 tụ). Tuy nhiên cĩ một lời giải cĩ thể gây ra giá trị nhỏ hơn đáng kể của các phần tử điện kháng và cĩ thể là lời giải thích hợp hơn cho độ rộng dải tốt hơn hoặc hệ số SWR trên đoạn giữa bộ phối hợp TK và tải nhỏ hơn. * Với (h 4.2b) (RL < Z0): Dẫn nạp nhìn vào matching networrk phải bằng 1/Z0 hay 1 1 = (4.4) Z0 RL + j (X + XL) ⇒ B Z0 ( X + XL) = Z0 - RL (4.5a) X + XL = B Z0 RL (4.5b) * Để phối hợp ZL với đường truyền Z0= thì phần thực của trở kháng vào MN phải bằng Z0, phần ảo = 0 → MN cĩ số bậc tự do ít nhất bằng 2, đĩ là 2 giá trị của các phần tử điện kháng. §4.3 PHỐI HỢP TRỞ KHÁNG DÙNG ĐOẠN DÂY CHÊM (Single – Stub tuning) 1) Khái niệm: - Ưu điểm: khơng dùng các phần tử tập trung → dễ chế tạo; dạng shunt stub đặc biệt dễ chế tạo cho mạch ghi giải (microstrip) hoặc mạch dải (stripline) - Hai thơng số điều chỉnh là khoảng cách d và Y hoặc Z. - Chẳng hạn với h4.3a nếu dẫn nạp nhìn vào đoạn dây cách tải 1 khoảng d cĩ dạng Y0 + j B thì dẫn nạp của dây chêm sẽ được chọn là – j B. 33
  35. - Với h4.3b nếu trở kháng của đoạn dây nối tải, cách tải đoạn bằng d, là Z0+jX thì trở kháng dây chêm nối tiếp (series stub) được chọn là – jX. 2) Shunt Stub: Ví dụ: Cho ZL = 15 + j 10 (Ω), thiết kế hai mạng phối hợp dùng 1 dây chêm mắc song song để ghép với đường truyền 50 Ω. Giả thiết tần số phối hợp là 2 GHz và tải gồm cĩ 1 điện trở và 1 cuộn nối tiếp. giải: (phương pháp dùng Smith chart) - Tìm điểm zL = 0,3 + j 0,2. - Vẽ đường trịn SWR tương ứng và chuyển đổi thành dẫn nạp yL (lấy đối xứng tâm của điểm zL) - Khi dịch trên đường dây thì ⎪Γ⎪ khơng đổi nên tương đương với phép dịch chuyển trên đường SWR. Y0 + j B - Đường SWR cắt vịng 1 + j b tại 2 điểm y1, y2 (y0 = ) Y0 - Khoảng cách d được cho bởi 1 trong 2 giá trị tương ứng trên thang WTG → d1 = 0,328 – 0,284 = 0,044 λ d2 = (0,5 – 0,284) + 0,171 = 0,387 λ (0,284 tương ứng với yL) → y1 = 1 – j 1,33 y2 = 1 + j 1,33 → dẫn nạp dây chêm cho lời giải y1 là j 1,33 và lời giải y2 là – j 1,33. - Nếu dây chêm hở mạch thì chiều dài của nĩ được tìm bởi việc dịch chuyển từ y = 0 theo mép ngồi của giản đồ (g = 0) về phía nguồn phát đến điểm j 1,33 → l1 = 0,147 λ l2 = 0,353 λ - Để nghiên cứu sự phụ thuộc tần số của 2 lời giải trên, cần tìm giá trị của R và L ở tần số cho trước (2 GHz): R = 15 Ω, L = 0,796 nH. Sau đĩ vẽ đồ thị ⎪Γ⎪ theo f (GHz). 1 * Phương pháp giải tích: đặt ZL = = RL + j XL YL - Trở kháng đoạn đường truyền d cĩ tải ZL kết cuối (RL + jXL)+ jZ0t Z =Z0 ,t =tgβd (4.7) Z0 + j(RL + jXL)t 2 2 1 RL(1+t ) RLt −(Z0 −XLt)(XL +Z0t) Y = =G+ jB=Z0 2 2 + j 2 2 (4.8) Z RL +(XL + X0t) []RL +(XL + X0t) Z0 1 - Chọn d (tức t) sao cho: G = Y0 = , từ (4.8) → Z0 X ± R [](Z − R )2 + X 2 Z t = L L 0 L L 0 , với R L ≠ Z 0 (4.9) RL − Z0 - Nếu RL = Z0 thì t = XL/2Z0 -> 34
  36. ⎧ 1 tg −1t, t ≥ 0 d ⎪ 2π = ⎨ λ 1 (4.10) ⎪ (π + tg −1t ), t > 0 ⎩⎪ 2π - Để tìm chiều dài đoạn dây chêm l, dùng t trong (4.8b)→B và l suy ra từ BS =- B. Với dây chêm hở mạch => l 0 1 −1 B S 1 −1 B = tg ( ) = − tg ( ) (4.11a) λ 2π Y0 2π Y0 Với dây chem. hở mạch => l S 1 −1 Y0 1 −1 Y0 = − tg ( ) = tg ( ) (4.11b) λ 2π B S 2π B Nếu các chiều dài trong (4.11a,b) cĩ giá trị âm thì chiều dài cần tìm sẽ cĩ được nhờ cộng thêm đoạn λ/2. 3) Dây chêm nối tiếp: Ví dụ: Ghép ZL= 100 + j80(Ω) vào đường truyền 50Ω dùng một dây chêm hở mạch mắc nối tiếp.Tần số hoạt động 2GHz, tải gồm 1 điện trở và 1 cuộn mắc nối tiếp. Giải: Theo phương pháp dùng giản đồ Smith - Tìm điểm trở kháng chuẩn hĩa ZL = 2 + j1,6 , vẽ vịng SWR. - Với trường hợp dây chêm nối tiếp dùng giản đồ trở kháng - Đường trịn SWR cắt vịng 1+jx tại 2 điểm Z1, Z2. - Đối chiếu trên thang WTG ⇒ d1 = 0,328 – 0,208= 0,120 λ d2 = (0,5 – 0,208) + 0,172 = 0,463 λ - Trở kháng chuẩn hĩa z1 = 1 – j 1,33 (1) z2= 1 + j 1,33 (1) - (1) yêu cầu đoạn chêm cĩ trở kháng j 1,33. Độ dài của 1 dây chêm hởmạch cĩ thể tìm được khi xuất phát từ z = ∞. Dịch chuyển dọc theo mép ngồi của giản đồ (T= 0) về phía nguồn tới điểm j 1,33 ⇒ l1 = 0,397 λ l2 = 0,103 λ = 0,25 – 0,147 = 0,5 – 0,103 . * Để khảo sát sự phụ thuộc vào tần số của SWR cần tính ra R = 100 Ω và L = 6,37 nH rồi vẽ lại sơ đồ mạch dùng kết quả ở trên. Vẽ hình 1 * Phương pháp giải tích: đặt YL= = GL + BL Zl - Dẫn nạp vào đoạn d cĩ tải kết cuối : 35
  37. (GL + jBL)+ jY0t Y =Y0 ,t =tgβd (4.12) Y0 + j(GL + jBL)t Z = R+ jX = 1 => trở kháng vào : Y 2 GL(1+t ) Với R = 2 2 (4.13a) GL +(BL +Y0t) 2 GLt − (Y0 −tBL )(BL +Y0t) X = 2 2 (4.13b) Y0[GL + (BL +Y0t) ] - Cần tìm d sao cho R = Z0 = 1/Y0 ⇒ từ (4.13a) → 2 2 2 Y0 (GL – Y0)t – 2BL Y0 t + (GLY0 – GL BL ) = 0 2 2 BL ± GL [](Y0 − GL ) + BL Y0 ⇒ t = , với GL ≠Y0 (4.14) GL −Y0 BL t = − , với GL =Y0 2Y0 - Từ t => d : ⎧ 1 tg −1t, t ≥ 0 d ⎪ 2π = ⎨ λ 1 (4.15) ⎪ (π + tg −1t ), t > 0 ⎩⎪ 2π - Dùng t và (4.13b) => cảm kháng X, yêu cầu XS = -X => + Dây chêm ngắn mạch : l S 1 −1 X S 1 −1 X = tg ( ) = − tg ( ) (4.16a) λ 2π Z 0 2π Z 0 + Dây chem. hở mạch : l 0 1 −1 Z 0 1 −1 Z 0 = − tg ( ) = tg ( ) (4.16b) λ 2π X S 2π X §4.4 BỘ GHÉP MỘT PHẦN TƯ BƯỚC SĨNG - Các bộ ghép nhiều đoạn ¼ λ cĩ thể dùng để tổng hợp các bộ phối hợp trở kháng hoạt động ở nhiều dải tần mong muốn. - Bộ ghép ¼ λ chỉ dùng cho tỉa thuần trở . - Một tải phức cĩ thể được chuyển thành tải thuần trở bởi việc sử dụng một đoạn đường truyền cĩ chiều dài thích hợp giữa tải và bộ phối hợp, hoặc dùng đoạn dây chêm nối tiếp hoặc song song phù hợp. Kỹ thuật này thường dẫn tới thay đổi sự phụ thuộc tần số của tải tương đương và gây ra giảm độ rộng băng của sự phối hợp trở kháng. 36
  38. Trong tiết này chúng ta sẽ khảo sát độ rộng băng thơng như là một hàm của sự mất phối hợp trở kháng làm tiền đề cho các bộ ghép nhiều khâu ở phần sau. Z1 = Z 0 Z l (4.25) Khi tần số f ≠ f0, thì độ dài điện βl ≠ λ0/4, khi đĩ trở kháng vào của đoạn ghép là : Z L + jZ1t Z in = Z1 ( 4.26 ) Z1 + jZ L t 2 Z in − Z 0 Z1 (Z l − Z 0 ) + jt(Z1 − Z 0 Z l ) - Hệ số phản xạ Γ = = 2 ( 4.27 ) Z in + Z 0 Z1 ()Z l + Z 0 + jt()Z1 − Z 0 Z l Z −Z = l 0 (4.28) Z l + Z 0 + 2 jt Z 0 Z l 1 ⇒ Γ = 1 (4.29) 2 2 2 {}1+ []4Z 0 Z L (Z L − Z 0 ) sec θ Z − Z ⇒ Γ = l 0 cos Φ ( 4.30) 2 Z 0 Z l - Gọi Γm là giá trị biên độ cực đại cĩ thể chấp nhận được thì độ rộng băng của bộ ghép được định nghĩa là : ⎛ π ⎞ ∆θ = 2⎜ − θ m ⎟ (4.31) ⎝ 2 ⎠ Γm 2 Z 0 Z l cosθ n = × (4.32) 2 1 − Γ m Z l − Z o ∇f ∇f Độ rộng băng tỷ đối thường được biểu diễn theo %:100 (%) fo fo Độ rộng băng của bộ ghép tăng nếu ZL → Z0 Nối sĩng non – TEM (ống dẫn sĩng) hệ số truyền khơng cịn là hàm tuyến tính của tần số do đĩ trở kháng sĩng sẽ phụ thuộc tần số.Điều này làm phức tạp hơn các đặc trưng của bộ ghép ¼ λ. Tuy nhiên trong thực tế độ rộng băng của bộ ghép thường đủ nhỏ sao cho khơng ảnh hưởng đến kết quả. Ảnh hưởng của các điện kháng xuất hiện do sự khơng liên tục (sự thay đổi kích thứớc đường truyền) cĩ thể được khắc phục bởi sự điều chỉnh độ dài của đoạn ghép. §4.5 BỘ GHÉP DẢI RỘNG (Multisection matching Transformer) 1) Lý thuyết phản xạ nhỏ: Xét hệ số phản xạ tồn phần gây bởi sự phản xạ riêng phần tử một số gián đoạn nhỏ. a.Bộ ghép 1 khâu: 37
  39. Z 2−Z1 Γ1 = (4.34) Z 2+Z1 Γ2 = −Γ1 ( 4.35) Z l −Z 21 Γ3 = (4.36) Z l +Z 2 Cĩ thể tính hệ số phản xạ tổng Γ −2hθ 2 jnθ Γ = Γ1 + Γ12 Γ21Γ3e ∑ Γ2 Γ3e −2 jθ Γ1 + Γ3e Γ = −2 jθ (4.40) 1 + Γ1Γ3e * Nếu sự gián đoạn giữa các trở kháng Z1, Z2 và Z2, ZL là nhỏ, thì : ⎪Γ1 .Γ3⎮ 0 nếu ZL > Z0; Γn < 0 nếu ZL <Z0). Tương tự phần trước hệ số phản xạ tổng cĩ thể được tính sấp sỉ. – 2 j θ –4 j θ – 2 j N θ Γ(θ) = Γ0 + Γ1 e + Γ2 e + .+ ΓN e (4.44) Giả thiết bộ ghép là đối xứng sao cho Γ0 = ΓN, Γ1 = ΓN – 1, Γ2 = ΓN – 2 −jNθ jNθ −jNθ j(N−2)θ −j(N−2)θ Vậy (4.44) → Γ()θ =e {Γ0[e +e ]+Γ1[e +e ]+ } (4.45) j θ – j θ Nếu N là lẻ thì số hạng cuối cùng là : Γ(N – 1)/2 (e + e ), nếu N chẵn thì số hạn cuối cùng là ΓN/2. Phương trình (4.45) cĩ thể viết dưới dạng một chuỗi Fuorier hữu hạn cosine theo θ. 38
  40. − jNθ ⎡ 1 ⎤ Γ()θ = 2e ⎢Γ0 cosNθ + Γ1 cos()N − 2 θ + + ΓN ⎥ với N chẵn (4.4.6a) ⎣ 2 2 ⎦ −jNθ ⎡ 1 ⎤ Γ()θ =2e ⎢Γ0 cosNθ +Γ1 cos()N −2θ + + ΓN−1 ⎥ với N lẻ (4.46b) ⎣ 2 2 ⎦ Nhận xét: Cĩ thể tổng hợp bất kỳ hệ số phản xạ mong muốn cĩ dạng hàm theo tần số (θ) bởi việc chọn các hệ số Γn thích hợp và dùng đủ số khâu (N). 2) Bộ ghép nhiều đoạn dạng nhị thức: Đáp ứng thơng dải của bộ ghép nhị thức nhiều đoạn cĩ ưu điểm là cĩ độ bằng phẳng ở gần tần số thiết kế tối ưu với cùng một số lượng đoạn ghép. - Bộ ghép được thiết kế sao cho hệ số phản xạ cĩ dạng nhị thức: −2 jθ N Γ()θ = A(1 + e ) ( 4.47) N N ⇒ Γ()θ = 2 A cosθ (4.48) n π d Γ()θ π Lưu ý rằng Γ()θ = 0 với θ = và = 0 tại θ = 2 dθ n 2 π π với n=.2, ,N-1;( θ = tương ứng với tần sĩ trung tâm f mà với l = và 2 0 4 π θ = βl = ) 2 Xác định từ điều kiện khi f 0 → 0 →θ = 0 N Z L − Z 0 Từ 4.47 suy ra Γ()0 = 2 A = (4.49a) Z L + Z 0 −N Z L − Z 0 Suy ra A = 2 0 ( 4.49b) Z L + Z - Khai triển nhị thức( 4.47) N Suy ra Γ = A N e −2 jnθ ( 4.50) ()0 ∑C n n−0 N N! với = ( 4.51) C n (N − n)!n! - Bước tiếp theo la tìm điều kiện để (4.44) giống với (4.50) Tức là Γ = A N với A cho bởi (4.49) n C n Suy ra , Các trở kháng Zn cĩ thể giải được từ hệ ( 4.43) Tuy Nhiên lời giải đơn giản hơn cĩ thể tìm được nhờ phép gần đúng sau đây: + Vì đã giả thiết Γ(n) rất nhỏ neen cĩ thể viết Z n+1 − Z n 1 Z n+1 2(x −1) Γn = ≈ ln dung ln ≈ Z n+1 + Z n 2 Z n x + 1 Từ (4.52) và (4.49) Z N Z − Z N N Z ⇒ ln n+1 ≈ 2Γ = 2A = 2 2 −N L 0 ≈ 2 −N ln L (4.53) n C n () C n C n Z n Z L + Z 0 Z 0 Đây là cơng thức truy hồi để tìm tất cả Zn + Độ rộng băng - Giả sử Γm là giá trị lớn nhất cho phép , khi đĩ từ (4.48) 39
  41. N N ⇒ Γm = 2 A cos θ m π - Với θ là mép dưới của băng thong (θ 33) là ∆f 2()f − f 4 − θ = 0 m = 2 − m f 0 f 0 π 1 ⎡ N ⎤ 4 1 ⎛ Γ ⎞ = 2 − coqs −1 ⎢ ⎜ m ⎟ ⎥ ( 4.55) π ⎢2 ⎜ A ⎟ ⎥ ⎣ ⎝ ⎠ ⎦ §4.6 TIÊU CHUẨN BODE – FANO - Các tiêu chuẩn Bode – Fano cho các dạng trở kháng tải khác nhau cho biết giới hạn lý thuyết của giá trị hệ số phản xạ cực tiểu cĩ thể cĩ: - Giả sử muốn tổng hợp 1 mạng phối hợp với đáp ứng của hệ số phản xạ như hình vẽ (a). Khi đĩ nếu dùng mạch tải RC (a) thì ∞ 1 1 ln dw = ln dw ( 4.79) ∫ Γ ∫ Γ 0 ∆ m m 1 π = ∆ w ln < Γm RC - Với tải RC cố định, ∆ w tăng khi Γm tăng - Γm chỉ = 0 khi ∆w =0 - nếu R tăng và hoặc C tăng chất lượng phối hợp giảm tức là mạch Highẻ-Q khĩ phối hợp hơn Lowen_Q 1 Vì ln tỷ lệ với tổn hao ngược (return loss, dB) tại đầu vào của mạng phối Γ hợp (MN), (4.79) cĩ thể xem như là yêu cầu rằng diện tích giữa đường cong tổn hao ngược (RL) và đường ⎪Γ⎪ = 1 (RL = o dB) phải nhỏ hơn hoặc bằng 1 hằng số. Dấu = xảy ra (trường hợp tối ưu) khi đường RL được điều chỉnh sao cho ⎪Γ⎪= Γm trên tồn băng thơng Uω và ⎪Γ⎪ = 1 trong miền cịn lại. Điều này chỉ cĩ thể cĩ với số phần tử trong MN là vơ cùng. 40
  42. Chương V: CHIA CƠNG SUẤT VÀ GHÉP ĐỊNH HƯỚNG §5.1 GIỚI THIỆU - Các bộ phận chia cơng suất và ghép định hướng là các cấu phần SCT thụ động dùng để chia hoặc ghép cơng suất. - Với bộ chia cơng suất, một tín hiệu vào được chia thành 2 hay nhiều tín hiệu cĩ cơng suất nhỏ hơn. Các bộ chia cĩ thể là các cấu phần 3 hoặc 4 cổng, cĩ hoặc khơng cĩ tổn hao. - Các mạng 3 cổng thường cĩ dạng T và dùng cho chia cơng suất - Các mạng 4 cổng thường dùng cho ghép định hướng hoặc hỗn tạp. - Bộ chia cơng suất thường cĩ dạng chia cân bằng (3dB) - Các bộ ghép định hướng cĩ thể được thiết kế cho việc chia cơng suất tùy ý, cịn các bộ ghép hỗn tạp thường dùng cho chia cơng suất cân bằng. - Các bộ ghép hỗn tạp thường cĩ gĩc lệch pha giữa các cổng ra là 900 (quadrature) hoặc 800 (magic – T). - Cĩ rất nhiều loại ghép ống dẫn sĩng và chia cơng suất đã được khám phá và nghiên cứu tại MIT Radiation Labotory trong những năm 40 th. - Đến những năm 50 th, 60 th chúng được phát triển để dùng cho cơng nghệ đường truyền dải và vi dải. §5.2 CÁC ĐẶC TRƯNG CƠ BẢN Trong phần này sẽ sử dụng lý thuyết ma trận tán xạ để rút ra những đặc trưng cơ bản của các mạng 3 và 4 cổng, và định nghĩa các khái niệm: độ cách ly, độ ghép và tính định hướng là những đại lượng cơ bản đặc trưng cho các bộ ghép và chia hỗn tạp. 1) Mạng 3 cổng (T – Junctions) - Là dạng đơn giản nhất của các bộ chia cơng suất, gồm 2 cổng ra và 1 cổng vào. - Ma trận tán xạ cĩ 9 phần tử độc lập Vẽ hình ⎡S11 S12 S13 ⎤ S = ⎢S S S ⎥ [] ⎢ 21 22 23⎥ (5.1) ⎣⎢S31 S32 S33 ⎦⎥ - Nếu cấu phần là thụ động và khơng chứa các vật liệu bất đẳng hướng thì phải là thuận nghịch và [S] phải đối xứng. 41
  43. - Thường để tránh tổn hao cơng suất, cần phải cĩ kết cấu khơng tổn hao và được phối hợp trở kháng ở tất cả các cổng, tuy nhiên điều này là khơng thể thục hiện được. 42
  44. * Thật vậy nếu tất cả các cổng đều phối hợp thì Si i = 0, i =1,3. ⎡ 0 S12 S13 ⎤ S = ⎢S 0 S ⎥ [] ⎢ 21 23⎥ (5.2) ⎣⎢S31 S32 0 ⎦⎥ - Nếu mạng là khơng tổn hao thì từ điều kiện (3.53) → ma trận tán xạ phải là unita → ⎧ S 2 + S 2 = 1 ⎪ 12 13 ⎪ 2 2 ⎨ S12 + S23 = 1 (5.3a,b,c) ⎪ S 2 + S 2 = 1 ⎩⎪ 13 23 * S 13 .S 23 = 0 * S 23 .S 12 = 0 (5.3d,e,f) * S 12 .S 13 = 0 Các điều kiện (5.3d-f) -> S12, S23, S13 = 0 -> mâu thuẫn - Vậy mạng 3 cổng khơng thể đồng thời thuận nghịch, khơng tổn hao và phối hợp trở kháng tại tất cả các cổng (gọi tắt là phối hợp). - Nếu mạng khơng thuận nghịch thì S i j ≠ S j i và điều kiện phối hợp trở kháng tại các cổng và khơng tổn hao cĩ thể được thõa mãn, mạng được gọi là mạch vịng, cấu tạo từ các vật liệu bất đẳng hướng (như ferrite). - Cĩ thể chứng minh rằng bất kỳ một mạng 3 cổng khơng tổn hao, phối hợp, phải khơng thuận nghịch (tức là 1 mạch vịng – Circulator): + ma trận : ⎡ 0 S12 S13⎤ S = ⎢S 0 S ⎥ [] ⎢ 21 11⎥ (5.4) ⎣⎢S31 S32 0 ⎦⎥ + Điều kiện khơng tổn hao => * 2 2 ⎧S31.S32 = 0 ⎧ S + S = 1 ⎪ ⎪ 12 13 * ⎪ 2 2 ⎨S21.S23 = 0 (5.5a,b,c) và ⎨ S12 + S23 = 1 (5.5d,e,f) ⎪ * ⎪ 2 2 S12.S13 = 0 S + S = 1 ⎩ ⎩⎪ 13 23 => Hoặc S12, S23, S13 = 0 , S21 = S32 = S13 =1 (5.6a) hoặc S21, S32, S13 = 0 , S12 = S23 = S31 =1 (5.6b) => Sij ≠ S ji , i,j = 1 ÷ 3 , tức mạng là khơng thuận nghịch * Một trường hợp khác cĩ thể xảy ra là một mạng khơng tổn hao, thuận nghịch thì chỉ cĩ 2 trong 3 cổng là phối hợp. - Giả sử cổng 1 và 2 là phối hợp, khi đĩ: 43
  45. ⎡ 0 S12 S13 ⎤ S = ⎢S 0 S ⎥ [] ⎢ 12 23⎥ (5.7) ⎣⎢S13 S23 S33 ⎦⎥ Để khơng tổn hao cần cĩ : * ⎧S13.S23 = 0 ⎪ S * .S + S * .S = 0 ⎨ 12 13 23 33 (5.8a,b,c) ⎪ * * ⎩S23.S12 + S33.S13 = 0 ⎧S 2 + S 2 =1 ⎪ 12 13 ⎪ 2 2 S + S =1 ⎨ 12 23 (5.8d,e,f) ⎪ S 2 + S 2 + S 2 =1 ⎩⎪ 13 23 33 Các phương trình d-e => S13 = S23 nên từ (5.8a) => S13 = S23 = 0. Do đĩ S12 = S33 =1 * Nhận xét: Mạng bao gồm 2 cấu phần tách biệt, một phần được phối hợp 2 cổng, 1 phần khơng phối hợp, 1 cổng * Trường hợp mạng 3 cổng cĩ tổn hao thì cĩ thể thuận nghịch và phối hợp; đây là trường hợp của bộ chia trở tính. 2) Mạng 4 cổng (Các bộ ghép định hướng) ⎡ 0 S12 S13 S14 ⎤ ⎢S 0 S S ⎥ S = ⎢ 12 23 24 ⎥ [] (5.9) ⎢S13 S23 0 S34 ⎥ ⎢ ⎥ ⎣S14 S24 S34 0 ⎦ Với mạng thuận nghịch, các cổng đều phối hợp - Nếu mạng khơng tổn hao, sẽ cĩ 10 phương trình từ điều kiện của ma trận unita. Chẳng hạn xét tích của hàng 1 và hàng 2, hàng 3 và hàng 4: * * S13 .S 23 + S14 .S 24 = 0 * * (5.10a,b) S14 .S13 + S 24 .S 23 = 0 * * Nhân (5.10a) với S24 , (5.10b) với S13 , trừ lẫn nhau => * 2 2 S14 ( S13 − S 24 ) = 0 (5.11) Tương tự cho hàmg (1,3); (2,4) => * * S13 .S 23 + S14 .S34 = 0 * * (5.12a,b) S14 .S12 + S34 .S 23 = 0 Nhân (5.12a) với S12, (5.12b) với S34 và trừ nhau => 2 2 S 23 ( S12 − S34 ) = 0 (5.13) 44
  46. a) Nếu S14 = S23 =0, ta cĩ bộ ghép định hướng * Từ tích của các hàng với chính nĩ => 2 2 S12 − S13 = 1 2 2 S12 − S 24 = 1 2 2 (5.14a,b,c,d) S13 − S34 = 1 2 2 S 24 − S34 = 1 => S13 = S24 và S12 = S34 * Việc giản ước tiếp theo được thực hiện bởi việc hcọn gốc pha tham chiếu trên 3 jθ jϕ trong 4 cổng. giả sử chọn S12 = S34 = α; S13 = βe và S24 = βe với α và β là các số thực, θ và ϕ là các hàng số pha cần tìm (1 trong 2 được chọn trước tùy ý). - Tích chập hàng 2 và 3 => * * S12.S13 + S24.S34 = 0 (5.15) => Quan hệ giữa hằng số pha : θ +ϕ = π + 2nπ (5.16) Trong thực tế thường xảy ra hai trường hợp : π 1,Ghép đối xứng: θ = ϕ = ( pha của các số hạng cĩ biên độ β đượcchọn 2 bằng nhau ), Khi đĩ : ⎡ 0 α.jβ jβ 0 ⎤ ⎢ α 0 0 jβ⎥ []S = 0⎢ ⎥ ⎢ jβ 0 0 α ⎥ (5.17) ⎢ ⎥ ⎣ 0 jβ α 0 ⎦ 2,Ghép phản đối xứng: θ = 0, ϕ = π ( pha của các số hạng cĩ biên độ β được chọn ngược pha), khi đĩ: ⎡0 α β 0 ⎤ ⎢α 0 0 − β⎥ []S = ⎢ ⎥ ⎢β 0 0 α ⎥ (5.18) ⎢ ⎥ ⎣0 − β α 0 ⎦ Chú ý : - 2 dạng bộ ghép chỉ khác nhau việc chọn các mặt tham chiếu. - Các biên độ α,β tuân theo chương trình : 2 2 α +β =1 (5.19) => Ngồi gĩc pha tham chiếu, một bộ ghép định hướng lý tưởng chỉ cĩ 1 bậc tự do b) Nếu S13 = S24 và S12 = S34 45
  47. - Nếu chọn pha tham chiếu sao cho S13 = S24 = α và S12 = S34 = jβ (thoả 5.16) thì từ * * (5.10a) => α(S23 +S14) =0 và từ (5.12a) => β(S14 −S23) =0 + Nếu S14 = S23 = 0 -> lời giải tương tự cho phép định hướng. + Nếu α = β = 0 , tức là S12 = S13 = S24 = S34 = 0, đây là trường hợp của mạng 2 cổng riêng biệt. * Kết luận: Bất kỳ mạng 4 cổng thuận nghịch khơng tổn hao và phối hợp đều là 1 bộ ghép định hướng. * Hoạt động của bộ ghép định hướng: 2 - Cơng suất cung cấp vào cổng 1 được ghép tới cổng 3 với hệ số ghép⎪S13⎪ = 2 2 2 β , phần cịn lại của cơng suất cung cấp được lậy đến cổng 2 với hệ số⎮S12⎮ = α = 1 - β2. Trong bộ ghép định hướng lý tưởng, khơng cĩ cơng suất nào được lấy ra ở cổng 4 (Isolated port) + Các đại lượng đặc trưng cho bộ ghép định hướng: - Độ ghép (Coupling) = C =10lg(P1/P3)=-20lgβ (dB) (5.20a) - Độ định hướng (Directivity) : D = 10lg(P3/P4) = 20lg(β/⎮S14⎮) (dB) (5.20b) - Độ cách ly (Isolation) : I = 10lg(P1/P4) = -20lg⎮S14⎮ (dB) (5.20c) => I = C + D (dB) (5.21) * Bộ ghép hổn tạp : là trường hợp riêng của bộ ghép định hướng với hệ số ghép là 3dB hay α = β = 1 . Cĩ 2 dạng ghép hổn tạp tương ứng gĩc lệch cổng 2 và 3 là π 2 2 với : ⎡0 1 j 0⎤ ⎢ ⎥ 1 1 0 0 j []S = ⎢ ⎥ 2 ⎢ j 0 0 1⎥ (5.22) ⎢ ⎥ ⎣0 j 1 0⎦ 0 Và gĩc lệch pha 180 giữa ổng 2 và 3 và ghép bất đối xứng . ⎡0 1 1 0 ⎤ ⎢ ⎥ 1 1 0 0 −1 []S = ⎢ ⎥ 2 ⎢1 0 0 1 ⎥ (5.23) ⎢ ⎥ ⎣0 −1 1 0 ⎦ 46
  48. §5.3 BỘ CHIA CƠNG SUẤT T - JUNCTION 1) Giới thiệu: T – Junction powerdivider là trường hợp đơn giản của mạng 3 cổng, cĩ thể sử dụng cho chia cơng suất hoặc cộng cơng suất và cĩ thể được thực hiện cho hầu hết các dạng mơi trường đường truyền. 2) Bộ chia khơng tổn hao: - Cĩ sự tích tụ năng lượng do sự gián đoạn tại junction, dẫn tới năng lượng tích tụ cĩ thể quy cho dẫn nạp tập trung B. - Điều kiện phối hợp trở kháng ở đầu vào (Z0) 1 1 1 Yin = jB+ + = (5.24) Z1 Z2 Z0 - Nếu các đường truyền là khơng tổn hao thì các trở kháng đặc trưng là thực, tức B = 0 và 1 1 1 + = (5.25) Z1 Z2 Z0 - Trong thực tế B thường bù nhờ các phần tử điện kháng (trong dải tần số hẹp). - Các giá trị Z1, Z2 cĩ thể được chọn để thay đổi tỷ số chia cơng suất. Cĩ thể dùng các đoạn 1/4λ để thay đổi các trở kháng đường ra (Z1, Z2) - Nếu các đường ra được phối hợp thì đường vào sẽ được phối hợp, nhưng sẽ khơng cĩ sự cách ly giữa 2 cổng ra và sẽ cĩ sự mất phối hợp khi nhìn vào các cổng ra. Ví dụ: Tìm Z1, Z2 để một bộ chia T khơng tổn hao cĩ Z0 = 50Ω và cơng suất được chia theo tỷ lệ 2/1. Tính hệ số phản xạ nhìn vào các cổng ra. 3) Bộ chia tổn hao: (bộ chia trở tính) Một bộ chia T cĩ tổn hao cĩ thể phối hợp tại tất cả các cổng mặc dù các cổng ra cĩ thể khơng được cách ly. Hình bên minh họa một bộ chia dùng các điện trở tập trung, cĩ độ chia đều cho 2 cổng ra (- 3 dB) . Quan niệm rằng tất cả các cổng đều được kết nối với Z0 thì trở kháng Z nhìn vào các điện trở Z0/3 theo sau bởi các đường ra là: Z 4Z Z = 0 + Z = 0 (5.26) 3 0 3 Vậy trở kháng vào của bộ chia là : Z 2Z Z = 0 + 0 = Z (5.27) in 3 3 0 Tức là lối vào phối hợp với feed line. Vì mạng là đối xứng cho tất cả các cổng nên phối hợp tại tất cả các cổng, tức là S11 = S22 = S33 = 0 Tại tâm của mạng : 2Z 0 2 V = V 3 = V 1 Z 2Z 1 (5.28) 0 + 0 3 3 3 47
  49. 1 V = V = V (5.29) 2 3 2 1 S = S =S = 1 => 21 31 23 2 - Cơng suất phát ra ở mỗi cổng thấp hơn cơng suất vào 6 dB. - Ma trận tán xạ: ⎡0 1 1⎤ 1 ⎢ ⎥ []S = 1 0 1 (5.30) 2 ⎢ ⎥ ⎣⎢1 1 0⎦⎥ Cĩ thể chứng minh [S] khơng unita - Cơng suất đầu vào : 2 1 V1 Pin = (5.31) 2 Z0 - Cơng suất ở các đầu ra : 1 V 2 1 ( 2 1 ) 1 P2 = P3 = = Pin (5.32) 2 Z0 2 => Một nữa cơng suất cung cấp bị tổn hao trên các điện trở. §5.4 BỘ CHIA CƠNG SUẤT WILKINSON 1) Giới thiệu: Dùng cho mạch dải hoặc vi dải. Vẽ hình Cĩ thể phân tích mạch wilkinson bằng cách tách thành 2 mạch đơn giản hơn bằng kỹ thuật phân tích mode chẵn lẻ. 2) Phép phân tích mode chẵn lẻ: Để đơn giản, cĩ thể chuẩn hĩa tất cả các trở kháng theo Z0 và vẽ lại (h.b) với các nguồn thế tại các cổng ra. Hai điện trở nguồn cĩ giá trị chuẩn hĩa bằng hai mắc song song để cho 1 điện trở giá trị 1, biểu thị trở kháng của nguồn phối hợp. Đoạn λ/4 cĩ trở kháng đặc trưng, chuẩn hĩa Z và trở shund cĩ giá trị chuẩn hĩa r (với chia cân bằng z = 2 và r = 2). Định nghĩa: Hai mode riêng rẻ của sự kích thích mạch ở (h5.4.2): mode chẵn với Vg 2 = Vg 3 = 2V và mode lẻ với Vg 2 = - Vg 3 = 2 V. Khi chồng chập 2 mode sẽ cĩ kích thích với Vg2 = 4, Vg3 = 0, từ đĩ tìm ra các thơng số S của mạng. e e a. Mode chẵn: Vg 2 = Vg 3 = 2 → V 2 = V 3 và khơng cĩ dịng qua các điện trở r/2 và qua ngắn mạch giữa các input của 2 đường truyền tại cổng 1 → cĩ thể tách đơi mạng (h5.4.2) với việc hở mạch tại những điểm nĩi trên để cĩ sơ đồ sau: 48
  50. Khi đĩ nhìn vào cổng 2 thấy trở kháng Z 2 Ze = in 2 (5.33) Vì đường truyền giống như đoạn λ/4 .Vậy, nếu Z = 2 thì cổng 2 sẽ phối hợp e e e với mode chẵn, V2 = 1V vì Z in = 1 .Tiếp theo sẽ tìm V1 từ phương trình đường truyền. Nếu đặt x = 0 tại cổng 1 và x = -λ/4 tại cổng 2 thì điện áp trên đoạn đường truyền cĩ thể được viết: + − jβx jβx V(x) = V (e + Γe ) e ⎛ λ ⎞ + Với V2 = V⎜− ⎟ = jV (1− Γ) =1V (5.34) ⎝ 4 ⎠ Γ +1 V e =V(0) =V + (1+ Γ) = jV 1 Γ −1 Hệ số phản xạ Γ được nhìn tại cổng 1 về phía điện trở chuẩn hĩa 2 nên 2 − 2 e Γ = => V1 = − jV 2 (5.35) 2 + 2 0 0 b. Mode lẻ: Vg = −Vg3 = 2V =>V2 =−V3 và cĩ một điện áp khơng dọc theo đoạn giữa của mạch (h54.2) do đĩ cĩ thể tách bằng cách nối đát tại 2 điểm trên machj cắt giữa của nĩ để cĩ sơ đồ sau: - Nhìn vào cổng 2 thấy trở kháng r/2 vì đoạn đường truyền song song là λ/4 và ngắn mạch tại cổng 1 (nên cĩ thể xem như hở mạch tại cổng 2). Vậy cổng 2 sẽ được 0 0 phối hợp nếu chọn r = 2. Khi đĩ V2 = 1V và V1 = 0. Với mode kích thích này tịan bộ cơng suất rơi trên r/2, khơng cĩ cơng suất tới cổng 1 3) Trường hợp các cổng 2 và 3 kết cuối với tải phối hợp: Tương tự như mode chẵn vì V2 = V3 → sơ đồ tương đương Vẽ sơ đồ (Khơng cĩ dịng chạy qua trở chuẩn hố 2 nên cĩ thể bỏ như h.b) 1 2 => Zin = ()2 =1 (5.36) 2 4) Các bộ chi Wilkinson khơng cân bằng và N – way - Vẽ sơ đồ + cơng thức P - Giả sử 3 = K 2 P2 Các phương trình thiết kế sau cĩ thể sử dụng: 1+K2 Z03 = Z0 (5.37a) K3 2 2 Z02 = K Z03 = Z0 K(1+K ) (5.37b) ⎛ 1 ⎞ R = Z 0 ⎜ K + ⎟ (5.37c) ⎝ K ⎠ 49
  51. Nếu K = 1→ bộ chi cân bằng. Các đường ra phối hợp với các trở Z0 R2 = ZoK,R3 = . Các bộ ghép phối hợp cĩ thể được dùng để chuyển đổi các trở K kháng ra này. * Các bộ chia Winkinson cũng cĩ thể được thiết kế để cĩ N –way divider hoặc combiner như hình vẽ. Mạch này cĩ thể phối hợp tại tất cả các cổng với sự cách ly giữa tất cả các cổng. Hạn chế của mạch là yêu cầu cĩ điện trở ngang khi N ≥ 3, đĩ là hạn chế khi chế tạo ở dạng planar. Winkinson divider cĩ thể thực hiện với các đoạn bậc thang để tăng độ rộng băng §5. 5 GHÉP ĐỊNH HƯỚNG ỐNG DẪN SĨNG. 1) Giới thiệu:Các bộ ghép định hướng là các mạng 4 cổng cĩ các đặc trưng cơ bản - Cơng suất tới tại cổng 1 sẽ ghép tới cổng 2 (through port) và tới cổng 3 (coupled port) nhưng khơng tới cổng 4 (isolated port). - Tương tự, cơng suất tới cổng 2 sẽ qua cổng 1 và 4, khơng qua 3 . - Tỷ số cơng suất ghép từ 1 đến 3 là C: độ ghép (5.20a). - Cơng suất rị từ 1 đến 4 là I: độ cách ly (5.20c) - Độ định hướng D = I – C (dB) là tỷ số cơng suất tới cổng ghép và cổng cách ly. - Bộ ghép lý tưởng được định nghĩa cĩ I và D = ∞, đĩ là bộ ghép khơng tổn hao và phối hợp ở tất cả các cỏng. - Bộ ghép định hướng cĩ thể cĩ nhiều dạng: ghép ống dẫn sĩng, ghép hỗn tạp (3 dB, quadrature hoặc magic – T) . 2) Bộ ghép lỗ Bethe: Đặc tính định hướng của tất cả các bộ ghép định hướng cĩ được là nhờ sử dụng các sĩng hoặc các thành phần sĩng riêng rẻ, đồng pha ở cổng ghép và triệt tiêu nhau ở cổng cách ly. Phương pháp đơn giản nhất là dùng 2 ống dẫn sĩng cĩ chung 1 lỗ nhỏ trong vách ngăn chung giữa 2 ống, bộ ghép như vậy gọi là Bethe hole coupler. * Nguyên lý hoạt động: Lỗ ghép cĩ thể thay bằng các nguồn bất xạ tương đương, gồm các moment điện và từ. Moment điện và moment từ dọc bức xạ sĩng cĩ tính chất đối xứng chẵn và moment từ ngang bức xạ sĩng đối xứng lẻ. Bằng cách điều chỉnh biên độ tương đối của các nguồn này cĩ thể làm triệt tiêu bức xạ theo hướng của cổng cách ly và tăng cường bức xạ theo hưởng cổng ghép. Điều này cĩ thể được thực hiện nhờ điều chỉnh thơng sơS ở (h5.51a) và θ ở (h5.51b). 50
  52. * Cấu hình song song (h5.51a). Giả thiết cĩ sĩng TE10 đến cổng 1, πx − jβz Ey = Asin e (5.38a) a − A πx − jβz H x = sin e (5.38a) Z 10 a jπA πx − jβz H z = cos e (5.38a) βaZ 10 a k η Với Z = 0 0 : trở kháng sĩng của mode TE 10 β 10 - Biên độ của sĩng tới và sĩng về của ống dẫn sĩng bên dưới là : − jωA⎡ πs µ α ⎛ πs π 2 πs⎞⎤ A+ = ε α sin2 − 0 m ⎜sin2 + cos2 ⎟ 10 ⎢ 0 e 2 ⎜ 2 2 ⎟⎥ (5.40a) P10 ⎣ a Z10 ⎝ a β a a ⎠⎦ − jωA⎡ πs µ α ⎛ πs π 2 πs⎞⎤ A− = ε α sin2 + 0 m ⎜sin2 − cos2 ⎟ 10 ⎢ 0 e 2 ⎜ 2 2 ⎟⎥ (5.40b) P10 ⎣ a Z10 ⎝ a β a a ⎠⎦ + Nhận xét: Biên độ sĩng tới cổng 4 ( A10 ) nĩi chung khác với biên độ sĩng tới − cổng . Để triệt tiêu cơng suất tới cổng 3 ( A10 ) cần điều kiện: πs 2 λ A+ = 0 sin = π = 0 (5.41) 10 a 4π 2 − k 2a2 2 2 0 2(λ0 − a ) A Khi đĩ hệ số ghép là : C = 20lg - (dB) (5.42a) A10 - A10 Hệ số định hướng là : D = 20lg + (dB) (5.42a) A10 * Các bước thiết kế - Dùng (5.41) để tìm S (vị trí của lỗ) - Dùng (5.42) để xác định r0 (bán kính lỗ) thõa mãn D, C cho trước. * Cấu hình xiên: Lỗ đặt tại vị trí S = a/2, điều chỉnh θ, để triệt tiêu sĩng đến cổng 4. Trong trường hợp này điện trường khơng thay đổi theo θ nhưng thành phần từ trường ngang thay đổi theo hệ số cos θ, do đĩ cĩ thể dùng (5.40) với việc thay αm = αmcos θ. a Khi đĩ với s = 2 + − jωA⎡ µ0αm ⎤ A10 = ⎢ε0αe − 2 cosθ⎥ (5.43a) P10 ⎣ Z10 ⎦ − − jωA ⎡ µ0αm ⎤ A10 = ⎢ε0αe + 2 cosθ⎥ (5.43b) P10 ⎣ Z10 ⎦ k 2 Điều kiện A+ = 0 -> cosθ = 0 (5.44) 10 2β 2 2 3 A 4k0 r0 Hệ số ghép : C = 20lg - = −20lg (dB) (5.45) A10 3abβ 51
  53. Ví dụ: Thiết kế bộ ghép bethe song song cho dải băng tần x - ống dẫn sĩng hoạt động ở 9 GHz, hệ số ghép 20dB Giải: Các hằng số cho X – band waveguide tại 9GHz, a = 0,02286m , b = -1 −1 -7 2 0.01016 , λ0 = 0,0333m , k0 = 188,5m , β =129m , Z10 = 550 , P10 = 4,22.10 m / Ω . a Từ (5.41) => s = sin−1 0,972 = 9,69mm π 20 A 20 6 (5.42) => − = 10 = 10 => từ (5.40) => r0 theo điều kiện : 0,1 =1,44.10 A10 3 r0 => r0 = 4,15mm. 52
  54. Chương VI: BỘ LỌC SIÊU CAO TẦN §6.1 GIỚI THIỆU Định nghĩa: Bộ lọc siêu cao tần là 1 mạng 2 cổng dùng để điều kiển đáp ứng tần số ở 1 vị trí xác định trong hệ thống SCT, bao gồm các loại tương tự như bộ lọc tần số thấp Ứng dụng: bao gồm tất cả các dạng thơng tin SCT, radar, các hệ thống đo dạc và thủy điện. Lịch sử: Từ đầu thế chiến II, bởi Mason, Sykes, Darlington, Fano, Lawson và Richards. - đầu những năm 503, các nhà nghiên cứu ở Stanford Research Institute ứng dụng phương pháp thơng số ảnh nghiên cứu các bộ lọc SCT. - Hiện nay hầu hết các bộ lọc SCT được thiết kế sử dụng các phần mềm CAD trên cơ sở phương pháp tổn hao chèn. - Đây vẫn là lĩnh vực đang được nghiên cứu mạnh với việc nghiên cứu tổng hợp bộ lọc với các phần tử phân bố, ứng dụng siêu dẫn nhiệt độ thấp và các linh kiện tích cực. - Các cấu trúc tuần hồn được đề cập trước tiên do các ứng dụng trong các hệ thống sĩng chậm, khuếch đại sĩng chạy và do chúng cĩ đáp ứng lọc chắn dải, là cơ sở cho phương pháp thơng số ảnh. - Các phương pháp thơng số ảnh và tổn hao chèn đều sử dụng mơ hình các phần tử tập trung do đĩ với các bộ lọc SCT, các phương pháp này cần phải cĩ sự điều chỉnh cho các phần tử phân bố, chẳng hạn dùng các trở kháng bậc thang và các đường ghép hoặc các bộ copọng hưởng ghép. §6.2 CÁC CẤU TRÚC TUẦN HỒN 1) Giới thiệu: - Một đường truyền hoặc một ống dẫn sĩng vơ hạn mắc tải cĩ chu kỳ với các phần tử điện kháng được gọi là một cấu trúc tuần hồn. - Cĩ thể cĩ nhiều dạng, tùy thuộc vào mơi trường đường truyền. - Thường các phần tử tải được tạo thành từ các chỗ gián đoạn trong đường truyền. chúng cĩ thể được mơ hình hĩa như là các điện kháng tập trung mắc ngang đường truyền như hình vẽ: 53
  55. 2) Phân tích cấu trúc tuần hịan vơ hạn: Xét cấu trúc mơ hình như (h6.2.2), mỗi cell đơn vị chiều dài d cĩ dẫn nạp shunt qua điểm giữa của cell, b là dẫn nạp chuẩn hĩa so với Z0. Coi đường truyền là một Cascade của các mạng 2 cổng giống nhau. Điện áp và dịng điện tại 2 phía của cell thứ n cĩ quan hệ: ⎡Vn ⎤ ⎡A C⎤⎡Vn+1⎤ ⎢ ⎥ = ⎢ ⎥⎢ ⎥ (6.1) ⎣In ⎦ ⎣B D⎦⎣Vn+1⎦ Chú ý: A, B, C, D là các thơng số ma trận cho dãy Cascade của một đoạn đường truyền d/2, một dẫn nạp shunt b và một đoạn đường truyền d/2, do đĩ từ bảng (3.1) ⇒ ⎡ θ θ ⎤ ⎡ θ θ ⎤ ⎡A B⎤ ⎢ cos j sin ⎥⎡ 1 0⎤⎢ cos j sin ⎥ = 2 2 2 2 ⎢ ⎥ ⎢ θ θ ⎥⎢ ⎥⎢ θ θ ⎥ ⎣C D⎦ ⎢ j sin cos ⎥⎣ jb 1⎦⎢ j sin cos ⎥ ⎣ 2 2 ⎦ ⎣ 2 2 ⎦ ⎡ b b b ⎤ ⎢ (cosθ − sinθ ) j(sinθ + cosθ − )⎥ = 2 2 2 (6.2) ⎢ b b b ⎥ ⎢ j(sinθ + cosθ − ) cosθ − sinθ ⎥ ⎣ 2 2 2 ⎦ Với θ = kd * Với sĩng truyền theo hướng +Z phải cĩ : −γz V(z) = V(0)e (6.3a) −γz I(z) = I(0)e (6.3b) Với mặt phẳng pha tham chiếu tại z =0 - Tại các nút : −γd Vn+1 =Vne (6.4a) −γd In+1 = Ine (6.4a) γd ⎡Vn ⎤ ⎡ A B ⎤⎡Vn+1 ⎤ ⎡Vn+1e ⎤ =.> = = ⎢ ⎥ ⎢I ⎥ ⎢C D ⎥⎢V ⎥ γd ⎣ n ⎦ ⎣ ⎦⎣ n+1 ⎦ ⎣⎢I n+1e ⎦⎥ −γd ⎡A − e B ⎤⎡Vn+1 ⎤ => ⎢ −γd ⎥⎢ ⎥ (6.5) ⎣ C D − e ⎦⎣Vn+1 ⎦ Cho lời giải khơng tầm thường thì phải cĩ : AD + e2γd − ()A+ D eγd − BC = 0 (6.6) Để ý AD – BC =1 => A + D b Coshγd = = cosθ − sinθ (6.7) 2 2 * Nếu γ = α + jβ => b Coshγd = CoshαdCoshβd + jsinhαd.sinβd = cosθ − sinθ (6.8) 2 => α = 0 hoặc β = 0 (Vì vế phải thuần thực) 54
  56. + Trường hợp 1: α = 0, β≠ o : trường hợp khơng suy giảm (sĩng) và được định nghĩa là giải thơng của cấu trúc. Khi đĩ (6.8) → b Coshβd = cosθ − sinθ (6.9a) 2 → cĩ thể giải tìm β nếu độ lớn của vế phải ≤ 1, và khi đĩ sẽ cĩ vơ số giá trị β thõa mãn (6.9a). + Trường hợp 2: α≠ 0, β = 0,π: sĩng bị suy giảm theo chiều dài đường truyền, đây là giải chặn (stop band) của cấu trúc. Vì đường truyền là khơng tổn hao nên cơng suất bị phản xạ ngược trở lại đầu vào của đường truyền từ (6.8) ⇒ b Coshαd = cosθ − sinθ ≥1 (6.9b) 2 b - (6.9b) chỉ cĩ một lời giải α > 0 cho sĩng chạy dương. Nếu cosθ − sinθ ≤ 1 2 thì (6.9.b) thu được từ (6.8) bằng cách cho β = π . Khi đĩ tất cả các tải tập trung trên λ đường truyền đều là các đoạn 2 do đĩ trở kháng vào giống như trường hợp β = 0. * Vậy tùy thuộc vào tần số và giá trị dẫn nạp chuẩn hĩa mà đường truyền tải tuần hồn cĩ thể là Pass band hoặc Stopband và do đĩ cĩ thể xem như là một bộ lọc. Điện áp và dịng chỉ cĩ nghĩa tại các đầu cuối của Unit cell. Sĩng áp và dịng lúc này cĩ tên là các sĩng bloch, tương đương như các sĩng đàn hồi lan truyền qua mạng tinh thể tuần hồn. + Định nghĩa: Trở kháng đặc trưng tại các đầu cuối của cell đơn vị Vn+1 Z B = Z 0 (6.10) I n+1 (Vì các Vn+1 là các đại lượng chuẩn hĩa) Các ZB cĩ tên là các trở kháng Bloch. γd - Từ (6.5) => (A − e )V n +1 + BI n +1 = 0 − BZ Và từ (6.10) => Z = 0 B ()A − e γd ± − BZ0 Z B = từ (6.6) => 2 (6.11) 2A− A− D m ()A+ D − 4 Với các cell đơn vị đối xứng , A = D ⇒ −BZ0 ZB = (6.12) A2 −1 Các lời giải ± tương ứng trở kháng đặc trưng cho các sĩng chạy dương và âm. Với mạng đối xứng, các trở khang này đồng thời được chấp nhận vì khi đĩ chiều của I n + 1 được định nghĩa ngược lại → trở kháng dương. Từ (6.2) ⇒ B luơn thuần ảo - nếu α = 0, β ≠ 0 => ZB thực - nếu α = 0, β = 0 => ZB ảo 55
  57. 3) Cấu trúc tuần hồn cĩ kết cuối: ZL Giả sử cấu trúc hoạt động ở Passband + − jβnd − jβnd Vn =V0 e +V0 e (6.13a) + − + − jβnd − jβnd V0 − jβnd V0 jβnd In = I0 e +I0 e = + e + − e (6.13b) ZB ZB + + − jβnd Với Vn =V0 e : sĩng tới (6.14a) + + − jβnd Vn =V0 e : sĩng phản xạ (6.14b) V + V − + − I = n + n => Vn =Vn +Vn , n + − (6.15) ZB ZB - Tại tải (n = N) : ⎛V + V − ⎞ V =V + +V − = Z I = Z ⎜ N + N ⎟ N N N L N L ⎜ + − ⎟ (6.16) ⎝ B B ⎠ Z L − + − 1 V n Z B Γ = + = (6.17) V n Z L − − 1 Z B + − Nếu cell dơn vị là đối xứng (A = D) ⇒ ZB = −ZB = ZB => Z − Z Γ = L B (6.18) Z L + Z B §6.3 THIẾT KẾ BỘ LỌC BẰNG PHƯƠNG PHÁP THƠNG SỐ ẢNH 1) Trở kháng ảnh và hàm truyền cho các mạng 2 cổng: Xét mạng 2 cổng tùy ý như hình vẽ: Định nghĩa: + Zi1: Trở kháng vào tại cổng 1 khi cổng 2 kết cuối với zi2. + Zi2: Trở kháng vào tại cổng 2 khi cổng 1 kết cuối với zi1. Vậy cả 2 cổng đều phối hợp khi cùng kết cuối với các trở kháng ảnh của chúng. Chúng ta sẽ tìm biểu thức cho Zi1, Zi2 theo ABCD: V1 = AV2 + BI 2 (6.22) I1 = CV2 + DI 2 Trở kháng vào tại cồng 1 khi cổng 2 kết cuối với Zi2 : V1 AV2 + BI2 AZi2 + B Zin1 = = = (6.23) I1 CV2 + DI2 CZi2 + D (Vì V2 = Zi2 I 2 ). Để ý AD – BC =1 => 56
  58. V = DV − BI 2 1 1 (6.24) I 2 = −CV1 + AI1 −V DV − BI DV + BI Z = 2 = − 1 1 = 1 1 => in2 (6.25) I 2 − CV1 + AI1 CZ i1 + D - Để Zin1 = Z1 , Zin2 = Z2 => Zi1D − B = Zi2 (A−CZi1 ) (6.26) AB BD => Z = ,Z = (6.27) i1 CD i2 AC DZ Z = in1 Và in2 A Nếu mạng đối xứng (A=D) thì Zi1 = Zi2 * Hàm truyền điện áp : xét mạng như (h.6.3.2) ⎛ B ⎞ ⎜ ⎟ V2 = DV1 −BI1 =⎜D− ⎟V1 (6.28) ⎝ Zi1 ⎠ (Vì V1 = I1Zi1 ) => V B D 2 = D− = (AD− BC) (6.29a) V1 Zi1 A I2 V1 A = −C + A= (AD− BC) (6.29b) I1 I1 D D + Hệ số nghịch đảo nhau ở (6.29a) và (6.29b) và được gọi là tỉ số chuyển A đổi ngược. + Phần cịn lại được định nghĩa là hệ số lan truyền của mạng e−γ = AD− BC (6.30) => coshγ = AD (6.31) 57